图 3 显示了 2.1GHz LO 信号的频谱。fPFD 为 1MHz (N=2100)，基准时钟频率为 10MHz (R = 10)。环路带宽为 40kHz。值得一提的是，由于采用了凌力尔特公司超低噪声和杂散的 PLL IC LTC6945，所以这里测得了世界级的杂散噪声电平。

图 3：采用凌力尔特公司的 LTC6945 PLL IC 和 RFMD 公司的 UMX-586-D16-G VCO，于 2100MHz LO 信号和 1MHz fPFD 时产生的基准杂散

产生基准杂散的原因

在稳态操作中 PLL 被锁定，而且从理论上讲，在每个 PFD 周期中不再需要占用图 1 示出的 ICP_UP 和 ICP_DN 电流源。然而，这么做将在环路响应中产生一个“死区”，因为在小信号环路增益 (实际上是一个开环) 中存在显著的下降。该死区通过强制 ICP_UP 和 ICP_DN 在每个 PFD 周期中产生极窄的脉冲来消除。此类脉冲通常被称为防反冲脉冲。这会在 fPFD 及其谐波处的 VCO 调谐电压上产生能量分量。因为这些频率在正确设计的 PLL 环路带宽之外，所以负反馈无法抵消这些脉冲。然后，VCO 受到这些能量分量的频率调制 (FM)，相关的杂散噪声出现在 fPFD 及其谐波上，所有噪声都以 LO 为中心。

在防反冲脉冲之间，充电泵电流源关断 (三态)。当处于三态时，充电泵有一定的固有泄漏电流。在有源环路滤波器中会采用一个运算放大器 (如图 7 所示)，该运算放大器的输入偏置和失调电流会引入另一个泄漏电流源。这些不想要的电流合起来，无论是提供还是吸收，都会在环路滤波器两端引起电压漂移，从而在 VCO 调谐电压中引起漂移。负反馈环路在每个 PFD 周期中从充电泵引入一个单极性电流脉冲，这样平均调谐电压就能使 VCO 产生正确频率，从而可以矫正这种异常情况。这些脉冲在 fPFD 上产生能量，如前所述，这也会引起以 LO 为中心的杂散以及 fPFD 和其谐波的频率偏移。

在整数 N PLL 中，由于系统频率步进大小的要求，常常选择相对较小的fPFD。这意味着，与 PFD 周期相比，防反冲脉冲宽度极小，尤其是采用目前的高速 IC 技术时。因此，大的泄漏电流使得总的充电泵脉冲变成单极性，而且往往是基准杂散噪声的主要原因。这种现象后面将进行更深入的讨论。

基准杂散噪声对系统性能的影响

在特定通信频带中，有多个占用相等带宽的通道。在所有通道中，两个相邻通道中心频率之间的间隔是相等的，而且以通道间隔表示。由于一些原因，任何两个相邻通道信号强度之间常常有较大变化。

在多通道无线通信系统中，一种典型情况是，较强的通道与所需要但较弱的通道相邻，如图 4 所示。图中仅显示了其中一个所关注的 LO 基准杂散噪声。

图 4：由基准杂散噪声导致的相邻通道干扰

在整数 N PLL 中，通常选择等于通道间隔的 fPFD，这意味着基准杂散噪声的位置与 LO 的距离等于通道间隔。这些杂散噪声将所有相邻和附近的通道转换到中频 (fIF) 以及 LO 的中心，将所需要的通道混频到同一频率上。这些不想要的通道，与想要通道中的信号是不相关的，成为叠加到想要信号上的升高噪声层，限制了信噪比。