其中

图 23：步骤 1：简单的电容器补偿网络 A(s) 及其波德图

图 24：包括 gm 放大器输出阻抗 RO 的单极点 A(s)

为了提高 fC 处的相位，增加一个与 Cth 串联的电阻器 Rth 以产生一个零点，如等式 23 和图 25 所示。该零点贡献高至 +90° 超前相位。如图 25 所示，如果零点 sthz 放置在交叉频率 fC 之前，那么 A(s) 在 fC 处的相位可以显着地增大。因此，这样做提高了电压环路的相位裕度。

不幸的是，增加这个零点 sthz 也有害处，增益 A(s) 在 fC 以外的高频范围内显着地提高。因此，由于在开关频率处 A(s) 衰减较少，所以开关噪声更有可能进入控制环路。为了补偿这一增益提高并衰减 PCB 噪声，在 ITH 引脚至 IC 信号地之间有必要增加另一个小型陶瓷电容器 Cthp，如图 26 所示。一般情况下，选择 Cthp << Cth。在 PCB 布局中，滤波器电容器 Cthp 应该放置在尽可能靠近 ITH 引脚的地方。通过增加 Cthp，最终补偿转移函数 A(s) 由等式 25 和 26 给出，其波德图如图 26 所示。Cthp 引入一个高频极点 sthp，该极点应该位于交叉频率 fC 和开关频率 fS 之间。Cthp 降低了 fS 处的 A(s) 增益，但是也有可能减小 fC 的相位。sthp 的位置是相位裕度和电源 PCB 抗噪声性能之间权衡的结果。

图 25：步骤 2：增加 RTH 零点以增大相位 —— 单极点、单零点补偿 A(s)

图 26：步骤 3：增加高频去耦 Cthp —— 双极点、单零点补偿 A(s)

既然电流模式功率级是一个准单极点系统，那么图 26 所示的双极点和单零点补偿网络一般足够提供所需的相位裕度了。

放大器 ITH 引脚上这个双极点、单零点补偿网络也称为 II 型补偿网络。总之，有两个电容器 CTH 和 CTHP 和一个电阻器 RTH。这个 R/C 网络与放大器输出电阻 Ro 一起，产生了一个如图 27 所示的典型转移函数，一个零点位于 fz1 处，两个极点位于 fpo 和 fp2 处。

图 27：II 型补偿网络转移函数的概念图

补偿 R/C 值与负载阶跃瞬态响应

前一节讲述了 II 型补偿网络在频率域的表现。在一个闭合环路电源设计中，一个重要的性能参数是负载升高 (负载下降) 瞬态时电源的输出电压下冲 (或过充)，这个参数通常直接受环路补偿设计的影响。

1)CTH 对负载阶跃瞬态的影响。CTH 影响低频极点 fpo 和零点 fz1 的位置。如图 28 所示，CTH 越小，转移函数 A(s) 的低至中频增益能越高。结果，这有可能缩短负载瞬态响应达到稳定的时间，而对 VOUT 下冲 (或过冲) 幅度没有很大影响。另一方面，CTH 越小，意味着 fz1 频率越高。这有可能在目标交叉频率 fC 处因 fz1 升高而减少增加的相位。