具固定 50% 占空比的简单推挽式 DC/DC 转换器常常在通信系统、医疗仪器和分布式电源中用作低噪声变压器驱动器。这种简单的解决方案不提供电压调节，需要一个低压差 (LDO) 后置稳压器，这种组合可能产生严重问题。首先，在固定 50% 占空比条件下，驱动器输入电压有任何大的变化都可能导致 LDO 两端电压差增大，从而造成 LDO 有明显的功率损耗和高温升。其次，低开关频率需要相对笨重的变压器，有时所占空间为转换器的 30% 至 50%。

LT3999 单片 DC/DC 推挽式驱动器具备两种重要特点，避免了上述问题。这两个特点是：占空比控制和高频工作。

l 占空比控制允许针对很宽 VIN 变化进行补偿 (这是标准固定占空比变压器驱动器做不到的)，在面对很宽的输入范围时，极大地降低了 LDO 损耗。

l 高达 1MHz 的高开关频率允许使用更小的变压器，输出纹波也较低。

LT3999 还具备 36V 输入电压和 1A 输入电流能力，从而成为大功率且灵活的低噪声推挽式转换器 IC。

本文一步一步地探讨两种设计程序：一种面向具备宽输入范围的推挽式 DC/DC 转换器，另一种面向具备固定输入电压的紧凑型高频变压器驱动器。

面向宽范围输入的推挽式 DC/DC 转换器设计

图 1b 所示的流程图显示了怎样以 8 个简单的步骤设计推挽式转换器。按照这些步骤、采用 LT3999设计出了图 1a 所示的 10V ~ 15V 输入、±12V 输出、200mA、1MHz 推挽式转换器。

(a)

(b)

图 1：(a) 具备宽输入范围和占空比控制的 LT3999 推挽式 DC/DC 转换器;(b) 8 个简单的推挽式转换器设计步骤

步骤 1：设定开关频率 (RT)

首先，用 RT 设定开关频率;其电阻值从 LT3999 数据表的表 1 中选定。

RT = 12.1k 设定 fSW = 1MHz。

步骤 2：设定输入电压范围 (UVLO、OVLO/DC)

UVLO (欠压闭锁) 和 OVLO/DC (过压闭锁/占空比) 引脚用来设定输入电压范围。可以采用双电阻器或 3 电阻器的方法。对于图 2a 所示的双电阻器方法而言，分别用针对 UVLO 和 OVLO/DC 的等式 1 和等式 2 计算出 RB。就低损耗情况而言，我们可以假设定 RA = 1MΩ。

针对 UVLO:

               (1)

针对 OVLO:

                (2)

就图 2b 所示的 3 电阻器方法而言，分别用针对 UVLO 和 OVLO/DC 的等式 3 和等式 4 计算出 RA1 和 RB。RA2 可以选定为 1MΩ 左右。

图 2：采用 (a) 双电阻器方法或 (b) 3 电阻器方法，通过电阻分压器设定精确的 UVLO 和 OVLO/DC

               (3)

                (4)

就图 1a 采用的双电阻器方法而言：

VIN(MIN) = 10V, RA = 1M, RB = 143k.

VIN(MAX) = 15.5V, RA = 1M, RB = 86.6k.

步骤 3：设定最大占空比 (RDC(MAX))

最大占空比 (DCMAX) 由开关周期 (TS = 1/fSW) 和两个电源开关之间的非重叠时间 (TD(MIN)) 决定，如等式 5 所示。就双电阻器方法而言，RDC 由等式 6 计算得出。就 3 电阻器方法而言，将 RA = RA1 + RA2 代入等式 6。

                                         (5)

                   (6)

在图 1(a) 所举例子中，TS = 1µs，TD(MIN) = 70ns (数据表中的典型值)，VIN(MIN) = 10V，RA = 1M，RB = 143k。根据等式 5 和等式 6 的计算结果，得出 DCMAX = 0.43，RDC = 13.3k。

步骤 4：选择变压器 (T1)

等式 7 表示变压器匝数比。

               (7)

VSW 是内部开关的开关饱和电压。VF 是整流二极管的正向电压。VLDO1 和 VLDO2 是正和负 LDO 的压差电压。VSW = 0.4V、VF = 0.7V、VLDO1 = VLDO2 = 0.8V 是非常实用的经验法则。如果找不到匝数比与计算值准确相同的商用变压器，就选择一个匝数比接近的变压器，并相应地用等式 7 计算 DCMAX。然后，基于新的 DCMAX 值，用等式 6 重新计算 RDC。

在图 1(a) 例子中，VOUT1 = -VOUT2 = 12V，VIN(MIN) = 10V，因此在 DCMAX = 0.43 的情况下，选择 Wurth 750314781 (N = 2)。

步骤 5：设计整流器 (D1、D2、D3 和 D4)

桥式整流器两端的峰值电压由变压器副端电压 (VSEC) 加上振铃电压尖峰组成。VSEC 用等式 8 计算。不过，振铃电压尖峰难以预测，因为这取决于环路电阻、变压器的漏电感和整流器的结电容。作为一般法则，整流器电压额定值 (VREC) 应该至少是变压器匝数比的 1.5 倍再乘以最高输入电压。因为跨桥式整流器连接了两个副端绕组，所以需要乘以系数 2，从而产生整流器电压额定值计算公式：

               (8)

整流器的电流额定值 (IREC) 应该大于负载电流。

当 VIN(MAX) = 15.5V、N = 2、VREC ≥ 93V、IREC ≥ 200mA 时：一个 Central CMSH1-200HE (200V、 1A) 可以满足要求。

步骤 6：选择电感器 (L1、L2)

最小电感器值 (LMIN) 由内部开关的峰值电流限制 (ILIM) 设定，如等式 9 所示。

                (9)

较大的电感产生较好的稳定性和较低的电压纹波，但是相应需要体积较大的器件。要确定最佳电感器值，需要同时考虑对输出噪声和解决方案体积的要求。

当 VIN(MAX) = 15.5V、DCMIN = 0.28、TS = 1µs、N = 2、ILIM = 1A、IOUT1 = IOUT2 = 200mA、LMIN = 38.3µH 时：一个 Coilcraft XFL3012-393MEC (39.3µH) 可以满足要求，而且不会额外增大尺寸。

步骤 7：选择低压差线性稳压器 (U2、U3)

在输入电压达到最大值且无负载时，LDO 电压达到最大值，这时 VSEC 等于 VIN(MAX) · N。LDO 的电流额定值应该大于负载电流。

当 VIN(MAX) = 15.5V、N = 2 时，LDO 的电压额定值应该为 31V 和 -31V，分别用 LT3065 (45V、500mA) 和 LT3090 (-36V、400mA) 就可满足要求。

步骤 8：增加一个减振器 (CS 和 RS)

设计 RC 减振器 (图 1 中的 CS 和 RS) 的推荐方法如下：在没有减振器时，在 LT3999 开关关断时测量其 SWA 和 SWB 引脚的振铃，然后增加电容，开始时用 100pF 左右的电容，直到振铃周期延长 1.5 至 2 倍为止。

从周期变化可确定寄生电容值 (CPAR)，再根据这个寄生电容值，就可在初始周期确定寄生电感 (LPAR)。类似地，可以用数据表中的开关电容和变压器漏电感的值来估计初始值。

一旦知道了节点漏电容和漏电感的值，就可以给减振器电容增加一个串联电阻器，以分散功耗，并严格地衰减振铃。利用观察到的周期 (tPERIOD 和 TPERIOD(SNUBBED)) 和减振器电容求得最佳串联电阻的等式如下。参见 LT3748 数据表以获得更详细的信息。

                 (10)

                         (11)

                              (12)

结果

图 3、4 和 5 的测得结果显示，通过图 1 中推挽式转换器的占空比控制，保持了 LDO 两端的 VIN − VOUT 之差很低，从而最大限度降低了功耗、抑制了温度上升。图 3 显示，在每 LDO 200mA 电流时，在整个 10V ~ 15V 输入电压范围内，VDIFF 保持低于 2.5V。图 4 显示，在整个负载电流范围内，功耗一直保持很低。图 5 和图 6 显示了热量结果。

图 3：LDO (U2) 的 VIN - VOUT 电压差和功耗随输入电压的变化

图 4：LDO (U2) 的 VIN - VOUT 电压差和功耗随负载的变化

图 5：图 1 设计在工作中的热像，VIN = 10V

图 6：热像，VIN = 15V

为进行比较，图 7 显示了该设计在禁止占空比控制和启动占空比控制时的效率曲线。当输入电压上升时，效率显著下降。图 8 显示了禁止占空比控制和启动占空比控制时正 LDO 两端的电压差。图 9 和图 10 显示了热量结果。显然，通过占空比控制降低了电压差并提高了效率和热性能。

图 7：禁止占空比控制和启动占空比控制时，该设计的效率比较，IOUT1 = IOUT2 = 200mA

图 8：在满负载时禁止占空比控制和启动占空比控制情况下，LDO (U2) 的 VIN - VOUT 之差随 VIN 的变化，IOUT1 = IOUT2 = 200mA

图 9：在图 1 所示电路中，禁止占空比控制时该设计的热像，VIN = 10V

图 10：在图 1 所示电路中，禁止占空比控制时该设计的热像，VIN = 15V

面向固定输入电压的紧凑型变压器驱动器

通常情况下，基本的未稳压变压器驱动器转换器随负载电流变化有显著变化。为了产生稳定电压，强烈建议在输出端采用一个 LDO。图 6a 显示了变压器驱动器的原理图，该驱动器采用了 LT3999，且器件数量很少。图 6b 显示了设计流程图。

流程图中的 4 个简单步骤可用来设计如 1MHz、5V 输入、5V 输出、400mA 输出且器件数量很少的变压器驱动器。

步骤 1：设定开关频率 (RT)

LT3999 的开关频率用单个 RT 电阻器设定，该电阻器根据 LT3999 数据表中给出的数据选择 (频率范围为 50kHz 至 1MHz)。

在上述设计例子中，就高频 fSW = 1MHz 而言，RT = 12.1k。

步骤 2：选择变压器 (T1)

变压器匝数比由下式决定：

(13)

其中 VSW 是内部开关的开关饱和电压，VF 是整流二极管的正向电压。VLDO 是未稳压变压器驱动器输出与后置稳压低噪声输出之间的压差。VLDO 是在最大电流时的压差，因此该值应该最小化。0.8V 压差足可以避免 LDO 发热问题。一个好的经验法则是设定 VSW = 0.4V、VF = 0.7V、VLDO = 0.8V。

变压器的电流额定值应该比输出电流高 20% ~ 50%，以留出一定的空间。

峰值磁化电流 (IM(PEAK)) 和满负载电流之和反射到主端 (N · IOUT) 应该低于内部开关的峰值电流限制 (ILIM)。在此基础上，要求得到最小 LM (LM(MIN))。

                          (14)

   (15)

就 VOUT = VIN = 5V 而言，Coilcraft PA6383-AL (N = 1.5) 非常适合。

步骤 3：整流器 (D1、D2)

基于电压和电流选择整流器二极管。由于中央抽头结构，因此二极管两端的电压高于变压器副端电压两倍以上。整流器的电压额定值应该高于 2N • VIN = 15V，或许高 20%。CMSH1-20M (20V、1A) 可满足这些要求。

步骤 4：低压差线性稳压器 (U2，可选)

可选后置稳压 LDO 的最高输入电压 (VLDO_IN(MAX)) 出现在无负载时，这里等于 VIN · N = 7.5V。LDO 的电流额定值大于负载电流 (在上述设计例子情况下，> 400mA)。

对于 5V、400mA 输出，LT1763 (20V、500mA) 是非常适合的 LDO。

(a)

(b)

图 11：(a) 器件数量很少的固定输入电压变压器驱动器。(b) 该变压器驱动器的设计流程图

结论

LT3999 是一款单片 DC/DC 变压器驱动器，具有占空比控制功能，可在高频和大功率工作。该器件允许宽输入电压范围，LDO 损耗很低，同时由于以高频工作，所以可采用小型无源组件。该器件的特点还包括高达 36V 的输入电压和高达 1A 的输入电流。