引言

在 2015 年 11 月的 LT Journal 中对这款基本的低功率调制器做了描述。在这篇博客帖子中，我们将说明怎样实现以下目标：

  · 运用仿真来验证滤波器设计，和

  · 通过把差分放大器用于基带驱动来降低 DC 失调

另外还提供了一些旨在帮助完成设计的其他各种技巧。

如欲产生复合调制，则需要两个相同的通道 (I 和 Q)。为简单起见，这里仅示出了一个通道。

调制参数

在本设计实例中，系统规格指标如下：

  · 符号率 = 30 ksps

  · 数字滤波器 = 0.35

下一步是确定基带滤波器要求：

  · 总的信号 BW = 30 * 1.35 = 40.5kHz，这对于每个 I 和 Q 通道即为 20.25kHz。这决定了滤波器通带。

  · 滤波器阻带要求在很大程度上由 DAC 更新速率决定，在该场合中为 240ksps，即每个符号 8x 插值。

现在让我们快进到完整的电路，然后再做描述。请注意：为简单起见，仅示出了两个相同的通道 (I 和 Q) 之一：

图 1：基带驱动电路把单端 DAC 转换至差分。推荐采用无源 DAC 重构滤波器以实现低噪声。

DAC 输入和基准

差分 DAC 输出是更可取的。但是，当采用单电源、单端 DAC 输出时，则一个固定 Vref 变得必不可少，它可以来自第三个 DAC，或来自信号 DAC 的 V_REF。Vref 就是 DAC 的零基准，而且它能在 I 和 Q 通道之间共用，但是应确保其为低源阻抗，以在 I 和 Q 通道之间实现串扰的最小化。如有必要，可利用一个 LTC6246 电压跟随器对 V_REF 进行缓冲。

在该例中，单端 I 和 Q DAC 针对 0 至 +1.024V 输出进行配置。请注意，应对 DAC 数字驱动进行调整以使用所有可用的 DAC 位，但是绝对不要触及全标度极端值。

任选的电阻器 R5 和 R6 的选择以实现从 DAC 吸收低平均 DC 电流为目标。在本实例中，输入共模电压被下拉至 0.512V，以与 DAC 输出电压范围的中心相匹配。

单端至差分驱动器

与单端基带驱动截然不同，采用差分基带信号来驱动调制器是高度可取的。差分驱动可提供高 6dB 的 RF 输出功率和最低的误差矢量幅度 (EVM)。

另外，选择一个具差分输入和输出的放大器还可简化设计，这是因为：

  1.设计对称性减少了输出 DC 失调误差，这降低了 LO 馈通 (LOFT) 并改善了调制准确度。

  2.输出共模电压 (V_OCM) 可单独地变更以满足调制器的要求，而且

  3.增益可以单独地变更，并不会影响 V_OCM。

图 2：差分驱动器通过提供增益和输出共模电压的单独调整简化了设计。

针对该应用选择了 LTC6362，因为该器件仅吸收 1mA 的电源电流，而且噪声相当低。对于那些基带信号源具有低接近噪声密度 (这意味着一个非常高阶数的基带数字滤波器与高分辨率 DAC 一起使用) 的设计，低的放大器噪声是很重要。我们不望放大器使该接近信噪 (S/N) 比指标出现任何劣化。

电容器 C10 和 C11 的选择旨在削减高频 (HF) 噪声，同时在极高的基带频率下产生可忽略的 (<0.1dB) 幅度误差。LTspice 仿真对于该目的是相当有用的。

DAC LC 重构滤波器

DAC 重构滤波器对于使 DAC 阶梯状输出平滑是很重要的，它可减少高频奈奎斯特镜像。另一个重要功能是最大限度地降低调制器输出端上的宽带噪声层。

图 3：LC 重构滤波器。该设计针对的是 266Ω 信号源和负载终端。

采用传统的滤波器设计 CAD 工具来合成用于设计的 LC 元件值。为获得最佳的调制准确度，应选择针对线性相位的贝塞尔 (Bessel) LPF 响应。在本例中，-3dB 拐角被置于 50kHz，这适合于高达 ~30ksps 的符号率。

DAC 镜像杂散信号的幅度 (相对于期望信号) 可利用 SIN(x) / x (式中的 x = π f / f_CLK) 来估算。对于该设计的频率计划，我们可预期在 220kHz 实现 25dB 的镜频衰减。把 DAC LC 重构滤波器在 220kHz 提供的衰减 (45dB) 加至此衰减，旨在估算 70dB 的总奈奎斯特镜频抑制。

获得 V_OCM 源

当 V_CC 处于良好调节状态时，可采用一个简单的 V_CC 电阻分压器获得 V_OCM。在其他情况下，从一个支持低至 1µA 电阻分压器电流的可调型 LT3009 电压稳压器高效地获得 V_OCM。适当的 V_OCM 电压对于建立正确的 IQ 调制器工作点是不可或缺的。

图 4：简单的 LT3009 可提供良好调节的低噪声 V_ocm，且消耗的电流极小。

请注意，LTC6362 具有一个位于 V_CC/2 的内部 V_OCM 分压器，因此每当 V_CC 超过 2.8V 时 V_OCM 都需要进行一些下拉以保持在 1.4V。这就是布设 R3 的目的。

增益调节

通常，对于许多 LTC5589 和 LTC5599 应用来说，大约 330mV_RMS (在 IQ 调制器的 I 和 Q 输入端上进行差分测量) 的差分驱动电平是一个良好的起点。由于 LC 滤波器损耗的原因，至 LC 滤波器输入的驱动电平通常略高 (在每个差分放大器输出端上约为 358mV_RMS)。应使用一台频谱分析仪以确认实现了期望的调制器 RF 输出频谱纯度。

以较高的 V_RMS 驱动 IQ 调制器可提供较高的输出功率，或以较低的 V_RMS 进行驱动以实现较低的互调失真 (IMD) 和更好的调制准确度。放大器反馈电阻器可以针对该目的进行调整。

仿真结果

滤波器合成应该已经是正确的。然而，由于滤波器设计必须从单端转换至差分，因此为设计误差的混入提供了一些空档。另一个误差来源可以是放大器中的延迟，对于较高的符号率，它将变成一个因素。快速 LTspice 仿真对于验证这两个误差来源均处于良性状态会有所帮助。

首先，我们分别察看通带和阻带响应：

图 5：总体电路通带响应。这里，我们寻求的是在最高信号频率 (在本例中为 20.25kHz) 下实现最小的增益滚降和群延迟变化。

请注意，20.25kHz 最高信号频率下的响应性能下降仅为 0.5dB。低于 1dB 是一个良好的目标。而且，群延迟如此平坦以至于您将需要采用差值光标在上面的仿真图上测量它。它仅为 3.7ns，与 1/30k (即 33.3µs) 的符号周期相比是可以忽略不计的。小于一个符号周期的百分之几是不错的目标。由于采用了 Bessel 滤波器，因此群延迟变化在该场合中是非常好的。

图 6：总体电路阻带响应。这里，我们寻求的是在奈奎斯特镜频 (在该设计实例中为 220kHz) 下实现足够的衰减。

在本例中，我们发现在镜频条件下的衰减为 46dB。与 25dB sin(x) / x 相组合，那就是 71dB。这里，良好的目标是达到约 70dB 或更佳的水平。对于空中传递的应用，监管机构的要求在其中是起作用的。

请注意，滤波器元件损耗会不那么容易准确地仿真。它们的影响在下一个主题中将是很明显的：

测试结果

对于数字调制，调制器准确度的终极测试是 EVM。

图 7：LTC5599 0.8% rms 的 EVM 测量结果与预期相吻合。所有的 SPI 寄存器均位于默认值 (被设定在 450MHz 的 LO 频率除外)。

考虑到该系统采用的是 8 位 DAC，因此 EVM 测量值在 0.8% 左右是不足为奇的，因为从根本上说这大概是可获得的最佳结果 (鉴于有效位数 [ENOB] 将小于 8 位)：

图 8：要求提供免费的凌力尔特准确度转换器!在该场合中，它说明了 DAC 有效分辨率会怎样限制调制准确度。

EVM 测试结果与先前公布的测量结果相吻合，而且对于大多数数字调制应用来说肯定是足够好了。

进一步的 EVM 改善将需要更多的 FIR 滤波器抽头、更高分辨率的 DAC、也许还包括某种针对 sin(x) / x 滚降和 DAC 重构滤波器滚降的数字滤波器补偿。

图 9：在 -4dBm 输出功率下的 RF 输出频谱。请注意，最差 DAC 镜频抑制度约为 -70dBc，对于大多数应用而言足够好了。

察看一下输出频谱，接近噪声频谱密度由若干因素决定：FIR 滤波器阶数、LO 相位噪声和调制器驱动电平。

结论

本篇博客举例说明了针对利用 LTC5599 和 LTC5589 等低功率 IQ 调制器的详细设计方法。如在这里用实例介绍的那样，为了获得最高的调制准确度、最低的噪声和最低的 DC 功耗，设计师必须谨慎地考虑每个电路功能块。

软件

LTspiceIV

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