汽车电源产生可怕的瞬态，可以轻而易举地摧毁遭遇瞬态的车载电子组件。随着时间推移，汽车中的电子组件迅速增多，对于各种已注意到的故障，汽车制造商该遇到的都遇到了，因此编辑了一份导致这些已注意到的故障之电源瞬态目录。制造商已经独立制定了标准和测试程序，以防止敏感电子组件受瞬态事件损害。不过，汽车制造商最近又与国际标准化组织 (ISO) 合作制定了 ISO 7637-2 和 ISO 16750-2 标准，这些标准描述了可能发生的瞬态，并规定了测试方法以模拟这些瞬态。

ISO 7637-2 和 ISO 16750-2 标准

ISO 7637 名为 “公路车辆 ─ 来自传导及耦合的电气干扰”，是一种电磁干扰兼容性 (EMC) 规范。本文探讨这个文件 3 个组成部分的第二部分 ISO 7637-2，标题为 “第二部分：仅沿电源线传导的电气瞬态”。

尽管 ISO 7637 主要是一种 EMC 规范，但是 2011 年之前，该规范也包括与电源质量有关的瞬态部分。2011 年，与电源质量而不是 EMC 有关的那些部分转移到了 ISO 16750 “公路车辆 ─ 电气与电子设备的环境条件与测试” 中，成为 ISO 16750 5 个组成部分的第二部分：“第二部分：电气负载”。

尽管大多数制造商仍然遵循自己的规范和要求而不是严格遵循 ISO 7637-2 和 ISO 16750-2，但发展趋势是，制造商的规范更加严格地遵循 ISO 标准，与 ISO 标准相比仅有微小变化。

ISO 7637-2 和 ISO 16750-2 提供面向 12V 和 24V 系统的规范。为简单起见，本文仅讨论 12V 规范，并针对连接到汽车 12V 电源的电子组件提供一种保护电路。

负载突降

负载突降是最具挑战性的电源瞬态，因为这一瞬态事件中涉及很高的能量。当交流发电机给电池充电，以及电池连接缺失时，就发生负载突降事件。

没有内部电压箝位的交流发电机

最初，汽车中的交流发电机是没有箝位的，在负载突降时可能产生异常高的电压，对 12V 系统而言大约为 100V。较新的交流发电机从内部箝位，以在负载突降时，将最高电压限制到较低的值。因为存在较老的交流发电机，而一些新的交流发电机也不包含内部箝位，所以 ISO 16750-2 中的负载突降规范分成了 “测试 A ─ 没有集中式负载突降抑制” 和 “测试 B ─ 有集中式负载突降抑制”。

图 1 所示原理图显示了一个由交流发电机的 3 相定子绕组和 6 个二极管组成的整流器构成之电路，该电路将定子的 AC 输出转换成 DC，以给电池充电。当电池连接缺失时，所产生的电流如图 2 所示。因为没有电池吸收定子的电流，所以输出电压会像未箝位负载突降时所能看到的那样，急剧上升至非常高的值，如 ISO 16750-2 规范中给出的图 3 所示。这种情况对应于 “测试 A — 没有集中式负载突降抑制” 中未箝位的交流发电机的情况。

图 1：标准交流发电机的 3 相定子绕组和 6 个二极管组成的整流器产生一个 DC 输出电压

图 2：未箝位负载突降：如果充电时电池连接缺失，交流发电机的输出电压可能迅速上升至 100V。

图 3：ISO 16750-2 规范 (“测试 A”) 中描述的未箝位负载突降脉冲波形

具内部电压箝位的交流发电机

较新的交流发电机使用雪崩二极管，这种二极管很好地规定了反向击穿电压，可在负载突降时限制最高电压。图 4 显示，在使用 6 个雪崩二极管整流器的箝位交流发电机中，出现负载突降故障时的电流流动情况。如果汽车制造商强制采用箝位的交流发电机，那么 “测试 B — 有集中式负载突降抑制” 就适用。图 5 显示了 ISO 16750-2 中 “测试 B” 的箝位波形。尽管 ISO 16750-2 针对箝位情况规定了 35V 最高电压，但是要知道，很多制造商在这一点上偏离了 ISO 16750-2，而提供自己的最高电压规范。

图 4：箝位负载突降：内部箝位的交流发电机使用之二极管很好地规定了反向击穿电压，可在负载突降时将输出电压限制到 35V。

图 5：箝位的交流发电机负载突降脉冲波形

另外要知道，当负载突降规范属于 ISO 7637-2 的组成部分时，仅规定了一个脉冲。但是当负载突降规范 2011 年转移到 ISO 16750-2 中时，最低测试要求增加到包括多个脉冲，且脉冲之间的时间间隔为 1 分钟。

TVS (瞬态电压抑制器) 保护问题

在 ISO 16750-2 中，“测试 A” 和 “测试 B” 中交流发电机的内部电阻 R_i 规定为 0.5Ω 至 4Ω。这限制了提供给保护电路的最大能量。

不过，针对 ISO 16750-2 负载突降瞬态实施保护的人常常忽视的一个事实是：内部电阻 R_i 不是与 35V 箝位电压串联的。R_i 实际上出现在雪崩二极管之前，如图 6 所示。

图 6：如果车载电子组件由击穿电压低于交流发电机箝位电压的 TVS 二极管保护，那么 TVS 二极管将被迫吸收交流发电机的所有能量。

如果车载电子组件局部上由并联器件保护，例如击穿电压低于 35V 的 TVS 二极管，那么 TVS 也许会被迫吸收交流发电机的能量。在这种情况下，交流发电机的内部箝位几乎没什么用处。负载突降的全部能量都传递给了车载电子组件的 TVS。有时在电子组件和 TVS 二极管之前放置一个串联电阻器，但不幸的是，即使在正常运行时，电阻器也会引入压降和额外的功耗。

采用浪涌抑制器的有源保护之优势

一种更好的解决方案是使用一个串联的有源保护器件，例如 LTC4380 低静态电流浪涌抑制器。LTC4380 的方框图如图 7 所示。完整的汽车保护解决方案如图 8 所示。

图 7：LTC4380 浪涌抑制器的方框图

图 8：基于 LTC4380 的电路针对 ISO 16750-2 和 ISO 7637-2 瞬态保护下游电子组件，同时提供高达 4A 的输出电流。

从本质上看，浪涌抑制器无需依靠交流发电机的内部电阻，就可针对负载突降以及 ISO 16750-2 和 ISO 7637-2 中规定的其他情况保护下游电子组件。图 8 所示浪涌抑制器解决方案提供不间断电源，同时依靠箝位的交流发电机运行。此外，如果遭遇未箝位的交流发电机导致的负载突降情况，这个解决方案不会被损坏。在未箝位的情况下，浪涌抑制器可以关断，以保护自身，然后在冷却期之后自动重新向负载供电。需要提到的重要一点是，电源仅在存在多个同时发生的故障时才关断：不恰当地安装了未箝位的交流发电机和充电时电池连接缺失。

浪涌抑制器保护方案的运行

图 8 中的设计针对 ISO 16750-2 和 ISO 7637-2 瞬态保护下游电子组件，同时提供高达 4A 的输出电流。同时，该设计还保护上游系统免受过流事件影响，例如下游电子组件中的短路故障等情况引起的过流事件。做到这些的同时，该解决方案还消耗极小的 35µA 静态电流。新式汽车即使未运行时，也有无数负载消耗着电池电量，因此极小的静态电流是一个重要的考虑因素。

这一保护解决方案基于 LTC4380 低电源电流浪涌抑制器，在输入电压最高达 100V 时，可将输出电压限制到 22.7V，因此可针对 ISO 16750-2 负载突降以及 ISO 7637-2 脉冲 1、2a、2b、3a 和 3b 提供充分的保护。该解决方案还在电池反向的情况下防止电流流动，并在 ISO 16750-2 附加的 1 级严重性情况下之交流电压测试中，提供连续供电，在 1 级严重性时，峰值至峰值 AC 电压为 1V。(存在较高的 AC 电压时，也许暂时关断电源。) 当输入电压降至 4V 时，会向负载连续供电，以满足 ISO 16750-2 的最低电源电压要求。

在这个电路中，通过限制功耗较大情况的持续时间来保护 MOSFET，例如输入电压在负载突降时迅速升高或输出短路至地的情况。如果故障超出 ISO 16750-2 和 ISO 7637-2 中规定的条件范围，MOSFET M2 就关断，以保护电路，并在恰当的延迟时间后重新加电。

例如，一个持续的 100V 输入电压或下游短路故障会导致浪涌抑制器通过限制 M2 中的电流来进行自我保护，然后如果故障持续，就彻底关断 M2。与分流型保护相比，这种方法有显著优势，分流型保护必须连续消耗功率，最好情况下会熔断保险丝，而最坏情况下会着火。

负载突降和过压保护

为了理解图 8 所示电路的运行，我们对 LTC4380 进行一下简化描述。在正常工作时，LTC4380 的内部充电泵驱动 GATE 引脚以提高 M2 的电平。GATE 端的电压被箝位到高于地电平最多 35V (当 SEL = 0V)，因此将 M2 的源极输出电压限制到低于 35V。

图 8 所示电路进一步改进了这个电压限制，通过增加一个 22V 雪崩二极管 D3，结合 R6、R7、R8 和 Q2，就可将输出电压稳定为雪崩二极管电压的最大值 22V 加上 Q2 约为 0.7V 的基极-射极电压。当输出电压超过 22V + 0.7V = 22.7V 时，Q2 略微下拉 M2 的 GATE，以将 M2 的源极和输出电压稳定在 22.7V 上。

反向保护

MOSFET M1 与 D1、D2、R1、R3、R4 和 Q1 相结合，保护电路免受反向电压情况影响。当输入降至低于地时，Q1 将 M1 的栅极下拉至负输入电压，保持 MOSFET 处于关断状态。当电池反向连接时，这可防止出现反向电流，并保护输出免受负输入电压影响。

当输入为正时，D2 和 R3 允许 LTC4380 的内部充电泵在正常工作时提高 M1 的电平，以便 M1 有效地成为一个简单的通过器件，从而在 NXP PSMN4R8-100BSE 中消耗低于 I²R = (4A)² • 4.1mΩ = 66mW 的功率。

SOA 限制

当输入电压为高电平时，通过控制 MOSFET M2 将这个电路的输出电压限制到安全水平。这会产生很大的功耗，因为 M2 两端的电压下降了，同时在输出端还要向负载提供电流。

如果输入遭遇了持续的过压情况，或者在电路输出端的车载电子组件中发生了过流故障，那么经过定时器网络配置的时间间隔后，就通过关断来保护 M2，定时器网络由 R13、R14、R15、C4、C5、C6 和 C14 组成。当 M2 处于电流限制状态时，LTC4380 TMR 引脚的输出电流与 MOSFET M2 两端的电压成比例。

实际上，TMR 电流与 MOSFET M2 中消耗的功率成比例。TMR 引脚端的电阻器 / 电容器网络与 MOSFET 的瞬态热阻电气模型类似。这个网络用来限制 MOSFET 温度上升的最大值，以使 MOSFET 保持在规定的安全工作区之内。

因为在漏-源电压很高时，可允许的 MOSFET SOA 电流降低，所以当 IN 至 OUT 电压超过 20V 加上 Q3 的基-射电压时，20V 雪崩二极管 D6 与 R9、R11 和 Q3 一起为定时器网络提供额外的电流。4.7V 雪崩二极管 D7 与 Q4、R12 和 C3 一起，防止这一额外的电流将 TMR 引脚拉至高于规定的 5V 最高电压。

当输入上升至高电压时，这个 SOA 跟踪电路允许仍然给输出安全供电。不过，如果大功率故障情况持续太长时间，该电路就通过关断 M2 实行自我保护。

过热保护

LTC4380 TMR 引脚端的电阻器 / 电容器网络针对快于约 1 秒的事件提供保护。就较慢速的事件而言，连接到 LTC4380 ON 引脚的电路限制 M2 的外壳温度。

热敏电阻器 R_PTC 是一种小型表面贴装 0402 尺寸的组件，在 115°C 时电阻为 4.7k。高于 115°C 时，其电阻随温度变化呈指数上升。为了防止定时器网络错误地对这个功率倍增器的偏移进行积分，在 M2 的漏-源电压达到 0.7V 之前，LTC4380 在 TMR 引脚端不产生定时器电流。在 4A、0.7V 时，MOSFET 可能连续消耗 0.7V x 4A = 2.8W 功率，而 TMR 网络不会检测到 MOSFET 的温度上升。如果 MOSFET M2 的外壳温度超过 115°C，PTC 电阻器 R_PTC 就与电阻器 R17 至 R21 以及晶体管 Q5A、Q5B、Q6A、Q7A 和 Q7B 一起关断电路。

不必因过热保护电路中的组件数量而感到沮丧。总体解决方案相对容易实现，由占用很少电路板面积的小型组件组成。这个电路是自偏置的，当 R_PTC 等于 R20 的 4.75kΩ 电阻值时，电路是平衡的。当靠近 M2 放置的 R_PTC 之温度超过 115°C 时，其电阻增大，并导致流经 Q5B 的电流大于流经 Q5A 的电流。因为这导致经过 R17 的电流大于经过 R18 的电流，所以 Q8A 的基极电压上升，Q8A 的集电极将 LTC4380 的 ON 引脚拉低，从而关断 M2。在较低温度时，Q5A 的电流大于 Q5B 的电流，Q8A 仍然保持关断，从而允许 ON 引脚的内部上拉电路保持 ON 引脚为高电平。请注意，通过连接成二极管的器件 Q8B，ON 引脚的电流被用作这个自偏置电路的启动电流。

结论

ISO 16750-2 和 ISO 7637-2 规范描述了汽车系统中可能发生的富挑战性之电气瞬态。LTC4380 低静态电流浪涌抑制器可用来针对这类瞬态保护车载电子组件，这类瞬态包括箝位和未箝位的负载突降脉冲。面对来自新式箝位交流发电机的负载突降脉冲时，本文给出的电路提供不间断运行。面对更加极端的未箝位负载突降脉冲时，该电路关断以保护下游电子组件。结果是，为吸取高达 4A 电源电流的电子组件提供了一款符合 ISO 16750-2 和 ISO 7637-2 要求的坚固型解决方案。