应采用什么方法对运算放大器进行测量？

运算放大器是具有差分输入和单端输出的极高增益放大器。它们通常用于高精度模拟电路，因此准确测量其性能非常重要。但在开环测量中，它们的开环增益很高，可能高达107或者更多，使得放大器输入端由于拾音、杂散电流或塞贝克(热电偶)效应而导致的非常小的电压很难避免误差。

通过使用伺服环路在放大器输入端强制零点，可以大大简化测量过程，从而使被测放大器基本上可以测量自己的误差。图1所示为采用该原理的通用电路，采用辅助运算放大器作为积分器，以建立具有极高直流开环增益的稳定环路。这些开关有助于执行以下简化图中所述的各种测试。

图1.基本运算放大器测量电路。

图1所示电路将大部分测量误差降至最低，并允许精确测量大量直流和一些交流参数。额外的“辅助”运算放大器不需要比被测运算放大器更好的性能。如果直流开环增益为100万或更多，则很有帮助;如果被测器件(DUT)的失调可能超过几mV，则辅助运算放大器应采用±15 V电源供电(如果DUT的输入失调可能超过10 mV，则需要减小99.9 kΩ电阻R3)。

DUT的电源电压+V和–V幅度相等，符号相反。当然，总电源电压为2 × V.即使采用本电路的“单电源”运算放大器，也使用对称电源，因为系统接地基准电压源是电源的中点。

作为积分器，辅助放大器配置为直流开环(全增益)，但其输入电阻和反馈电容将其带宽限制在几Hz。这意味着DUT输出端的直流电压被辅助放大器的全增益放大，并通过1000：1衰减器施加到DUT的同相输入端。负反馈迫使 DUT 的输出变为地电位。(事实上，实际电压是辅助放大器的失调电压——或者，如果我们真的要一丝不苟的话，这个失调加上100 kΩ电阻中由于辅助放大器的偏置电流而产生的压降——但这离地足够近，并不重要，特别是因为测量期间该点电压的变化不太可能超过几微伏)。

测试点TP1上的电压是施加到DUT输入端的校正电压(误差幅度相等)的1000倍。这将是几十mV或更多，因此很容易测量。

理想运算放大器的失调电压为零(V操作系统);也就是说，如果两个输入连接在一起并保持在电源之间的中间电压，则输出电压也应位于电源之间的中间位置。在现实生活中，运算放大器的失调范围从几微伏到几毫伏不等，因此必须向输入施加此范围内的电压，以使输出达到中间电位。

图2显示了最基本测试的配置——失调测量。当 TP1 上的电压是其偏移的 1000 倍时，DUT 输出电压处于地电位。

图2.偏移测量。

理想的运算放大器具有无限输入阻抗，输入中没有电流流动。实际上，小的“偏置”电流在反相和同相输入(Ib–和我B+分别);它们会在高阻抗电路中引起明显的失调。根据运算放大器类型，它们的范围可以从几飞安(1 fA = 10–15A——每几微秒一个电子)到几纳安，或者甚至在一些非常快的运算放大器中——一到两微安。图3显示了如何测量这些电流。

图3.失调和偏置电流测量。

该电路与图2的失调电路相同，只是增加了两个电阻R6和R7，与DUT输入串联。这些电阻可通过开关 S1 和 S2 短路。两个开关闭合时，电路与图2相同。当S1开路时，来自反相输入的偏置电流以Rs为单位流动，电压差增加到失调。通过测量TP1(=1000我b–×Rs)，我们可以计算我b–;同样，通过关闭 S1 并打开 S2，我们可以测量我B+.如果在TP1处测量电压，S1和S2均闭合，然后均开路，则“输入失调电流”I操作系统，我之间的区别B+和我b–，由变化来衡量。使用的R6和R7的值将取决于要测量的电流。

对于 I 的值b在5 pA或更低的量级下，由于涉及大电阻，使用该电路变得非常困难;可能需要其他技术，可能涉及Ib对低漏电电容(取代R)充电的速率s).

当 S1 和 S2 关闭时，I操作系统在 100 Ω电阻中仍然流动，并在 V 中引入误差操作系统，但除非我操作系统大到足以产生大于测量 V 1% 的误差操作系统在此计算中通常可以忽略它。

运算放大器的开环直流增益可能非常高;增益大于 107不是未知的，但 250，000 到 2，000，000 之间的值更常见。直流增益的测量方法是，通过在DUT输出和S6的1 V基准电压源之间切换R5，强制DUT的输出移动已知量(图4中为1 V，但如果器件在足够大的电源上运行，则为10 V)。如果R5处于+1 V，则如果辅助放大器的输入要在零附近保持不变，则DUT输出必须移至–1 V。

图4.直流增益测量。

TP1 处的电压变化衰减为 1000：1，是 DUT 的输入，导致输出发生 1V 变化。由此计算增益很简单(= 1000 × 1 V/TP1)。

为了测量开环交流增益，需要在DUT输入端注入所需频率的小交流信号，并在其输出端测量产生的信号(图5中的TP2)。在此过程中，辅助放大器继续稳定 DUT 输出端的平均直流电平。

图5.交流增益测量。

在图5中，交流信号通过10，000：1衰减器施加到DUT输入端。低频测量需要这个大值，其中开环增益可能接近直流值。(例如，在增益为1，000，000的频率下，1 V rms信号将在放大器输入端施加100 μV，这将在放大器寻求提供100 V rms输出时使放大器饱和)。因此，交流测量通常在几百Hz到开环增益下降到单位的频率下进行，如果需要低频增益数据，则使用较低的输入幅度非常小心。所示的简单衰减器只能在高达100 kHz左右的频率下工作，即使杂散电容非常小心;在更高的频率下，需要更复杂的电路。

运算放大器的共模抑制比(CMRR)是共模电压变化引起的失调表观变化与共模电压外加变化之比。在直流时，它通常在80 dB至120 dB之间，但在较高频率下较低。

该测试电路非常适合测量 CMRR(图 6)。共模电压不施加到DUT输入端子，低电平效应可能会破坏测量，但电源电压会发生变化(相对于输入方向相同，即公共方向)，而电路的其余部分不受干扰。

图6.直流共模抑制比测量。

在图6电路中，在TP1处测量失调，电源电压为±V(例中为+2.5 V和–2.5 V)，两个电源均上调+1 V至+3.5 V和–1.5 V。失调的变化对应于1 V的共模变化，因此直流CMRR是失调变化与1 V的比值。

CMRR是指共模变化的偏移变化，总电源电压不变。另一方面，电源抑制比(PSRR)是失调变化与总电源电压变化的比率，共模电压在电源中点保持不变(图7)。

图7.直流磁比测量。

使用的电路完全相同;不同之处在于总电源电压发生变化，而公共电平保持不变。此处的开关电压为+2.5 V和–2.5 V至+3 V和–3 V，总电源电压从5 V变为6 V。共模电压保持在中点。计算结果也相同(1000 × TP1/1 V)。

为了测量交流CMRR和PSRR，电源电压随电压调制，如图8和图9所示。DUT继续在直流下开环工作，但交流负反馈定义了精确的增益(图中×100)。

图8.交流共模抑制比测量。

为了测量交流CMRR，DUT的正电源和负电源使用幅度为1 V峰值的交流电压进行调制。两个电源的调制是同相的，因此实际电源电压是稳定的直流，但共模电压是2V p-p的正弦波，这导致DUT输出包含交流电压，该电压在TP2处测量。

如果TP2处的交流电压的幅度为x伏峰值(2x伏峰峰值)，则以DUT输入为基准的CMRR(即在×100交流增益之前)为x/100 V，CMRR是该峰值与1 V峰值的比值。

图9.交流磁比测量。

交流 PSRR 是在正电源和负电源上的交流电异相 180° 的情况下测量的。这导致电源电压的幅度被调制(在本例中，峰值为1 V，峰值为2 V p-p)，而共模电压在直流时保持稳定。计算与前一个非常相似。

我们介绍了不同类型的噪声测量设备。我们将在第 6 部分讨论与噪声测量相关的参数和操作模式。在这里我们将列举一些实际应用的例子，来说明如何使用该设备对第 3 部分及第 4 部分所描述的电路进行测量。

屏蔽：

测量固有噪声时，消除外来噪声源是很重要的。常见的外来噪声源有：电源线路“拾取”(“拾取”是指引入外来噪声，比如 60Hz 噪声)、监视器噪声、开关电源噪声以及无线通信噪声。通常利用屏蔽外壳将所测电路放置于其中。屏蔽外壳通常由铜、铁或铝制成，而重要的是屏蔽外壳应与系统接地相连。

一般来说，电源线缆和信号线缆是通过外壳上的小孔连接到屏蔽外壳内电路的。这些小孔尽可能地小，数量也要尽可

能地少，这一点非常重要。实际上，解决好接缝、接合点以及小孔的(电磁)泄露，就可以实现较好的屏蔽效果。 [1]

图 6.1 举例显示了一种极易构建且非常有效的屏蔽外壳，该屏蔽外壳是采用钢漆罐制成的(这些材料可从绝大多数五金商店买到，而且价格也不高)。漆罐有紧密的接缝，并且罐盖的设计可以使我们方便地接触到所测电路。请注意，I/O 信号是采用屏蔽式同轴线缆进行连接的，该同轴线缆采用 BNC 插孔-插孔式连接器将其连接到所测试的电路;BNC 插孔-插孔式连接器壳体与漆罐进行电气连接。外壳唯一的泄露路径是将电源连接到所测电路的三个香蕉插头 (banana connector)。为了实现最佳的屏蔽效果，应确保漆罐密封紧固。

图 6.2 为测试用漆罐装配示意图

图 6.1：使用钢漆罐进行测试

图 6.2：测试用漆罐装配示意图

检测噪声底限

一个常见的噪声测量目标是测量低噪声系统或组件的输出噪声。通常的情况是，电路输出噪声太小，以至于绝大多数的标准测试设备都无法对其进行测量。通常，会在所测试电路与测试设备之间放一个低噪声升压放大器 (boost amplifier)(见图 6.3)。采用该种配置的关键是升压放大器的噪声底限要低于所测电路的输出噪声，从而使得所测电路噪声能在测量中反映出来。经验规则显示，升压放大器的噪声底限应比所测电路输出端的噪声小三倍。在下文中将给出该规则的理论解释。在进行噪声测量时，对噪声底限进行检测是特别重要的一个步骤。通常情况下，噪声底限是通过将增益模块或测量仪器的输入短路而测得的。第 5 部分详细阐述了不同类型设备的噪声底限测量。若不能检测出噪声底限，通常会导致错误的结果。

图 6.3：常用的测量技术

图 6.4：测量噪声底限

噪声底限说明

为获得最佳测量结果，测量系统的噪声底限相对于所测的噪声水平而言，应是可以忽略不计的。一个常用的经验规则是确保噪声底限至少比所测的噪声信号小三倍。图 6.5 显示了如何对所测电路的噪声输出和噪声底限进行矢量增加操作 (add as vector)。图 6.6显示了假设所测噪声比噪声底限大三倍的误差分析。使用该经验规则所得出的最大误差是 6%。若噪声底限比所测噪声小 10 倍，并进行同样的计算，则误差将为 0.5%。

图 6.5：噪声向量加

图 6.6：噪声底限误差(单位：百分比)

使用真有效值 (RMS) 表对OPA627 示例电路进行测量

回忆一下在第 3 部分和第 4 部分我们分析了一款使用 OPA627 的非反相运算放大器电路。现在我们将阐述如何使用一个真有效值 (RMS) 表对该噪声进行测量。图 6.7 阐明了 OPA627 的测试配置。请注意，此测试配置的所测结果与第 3 部分和第 4 部分计算及模拟数值基本吻合(计算结果为 325uV，测量结果为 346uV)。图 6.8 说明了噪声测量的详细步骤。