开关模式电源变换器基本技术参数

在当今众多的变换器拓扑结构中，反激式拓扑是最常用的一种。尽管很简单，但这种变换器设计却赋予很多应用巨大的优势。近年来，很多更新、更复杂的拓扑结构不断出现，但反激式变换器设计仍然很流行。

这种开关模式电源变换器在中低功率范围(约 2W 至 100W)内提供了极具竞争力的尺寸、成本与效率比。反激式变换器的操作基于耦合电感器，它实现了电源转换，同时还可以隔离变换器的输入和输出。耦合电感器还支持多个输出，这使反激式变换器成为多种应用的理想选择。

首先是设计流程。

一、确认基本技术参数;

温馨提示：应该养成良好的工作习惯，不管产品的功率有多么小，技术多么简单，坚持为每一个产品制作出一份详细的技术规格书。首先要弄清楚自己是要做一个什么样子的产品，这会让你的设计思路更加明确，以及如何展开下一步的工作。

技术参数分两种：基本的，详细的。

基本技术参数一般需要列举的如下(以60W产品为例)：

最小输入电压： 85VAC

最大输入电压： 265VAC

输出电压电流 ： 12V5A(精度1%)

最低效率 ： 85%

工作温度 ： -25～+60℃

详细的技术参数比较麻烦，根据不同的情况不同，需要列举的参数有多又少。一般包括：输入输出特性、保护特性、安规、EMC、可靠性、应用环境、产品尺寸、输入输出端口定义、产品标签、外壳标签、产品包装等等。

输入输出特性

输入电压范围、输入频率、功率因素、最大输入电流、冲击电流、输出电压范围、输出电流范围、电压调整率、负载调整率、稳压精度、纹波峰峰值、整机效率、待机功耗、开机延迟时间、输出电压上升时间、容性负载、开关机过冲幅度、动态响应时间、动态响应幅度、以及最小启动电压。

保护特性

输入欠压保护点、输入欠压恢复点、输入过压保护点、输入过压恢复点、输出过压保护点、输出短路保护方式、过温保护点、过温恢复点

温馨提示：对于一些非标准产品，如果不清楚该列举那些参数，建议参考竞争对手的产品资料或者行业内最有影响力的供应商。如果这些资料都没有，就尽量向标准产品的技术指标靠近。

二、设计思路 (制定设计方案与参考计算)根据产品的技术规格找出设计难点及解决措施;

温馨提示：不要怕别人超过你，也不要有太多的技术保留，如果你想最大程度的避免失败。设计方案应该在立项初期就经过广泛的内部讨论，到底选用什么方案(如特别功率器件啊!电容啊!芯片啊!)，多听取周围人的意见，久而久之一定受益匪浅。因为立项前期一般是非正式讨论，如果是新手，一定要避免占用别人过多的时间(切忌什么都问个不停)。

开关芯片选哪家的?EMI电路如何配置?输入电容取多少?开关频率?MOS如何选?二极管?磁芯?输出电容?好多人在这一步不知如何往下走，下一步将重点分析。

12V5A，通用输入，标准的配置就是8N60+MBR20100。

需要注意的是，这个参数不是“算”出来的，因为计算值跟实际情况往往差别非常大，有很大的“弹性”。针对如何选型，我们首先要考虑的是公司仓库里有什么，能不能用到。设计产品时，应该是你设计的变压器参数(电压电流应力等)来满足这些元器件的参数。而不是先设计好变压器，再去寻找半导体元器件，实际开发过程和教材上说的是不一样的。所以，你首先要考虑到的是，公司目前有没有合适的物料。不管是工模电感、半导体，还是电解电容，优先采用库存物料会大大缩短开发周期和减少各种不确定的因素。

物料(参数)选型的第三个原则，也不能说是原则。就是查阅半导体公司提供的各种应用文档、评估板、设计手册等等。TI、ON、Fairchild、PI、ST、Infineon都有大把技术文章，而且现在比起前几年要“友好”很多，都还是中文的，不看可惜了。物料选型时求助于网路，效率应该是最低的。

对于60W这个级别的开关电源，我们可以采用下面三种输入电路，修改若干参数后，前面两种结构应用在300W以下应该没有什么问题(需要考虑防雷的场合，输入端还要加强)。仔细察看这三种结构，会发现他们有所相同也有所不同，最大的区别在共模电感配置这一块。

(注：输入端的放电电阻画掉了，图纸都是刚刚画的，难免有点小毛病)

注：不管有没有强制要求，不管你的PCB板进出线是端子连接还是导线连接，请给L、N、PE等端口做好清晰、正确的丝印。

先从输入电路①开始，从头至尾缕缕。

我做设计时一般很少精确计算，事实是输入滤波电路也很难进行精确计算。某些看起来并不太科学(或者并不流行)的设计思路，很多时候往往会非常有用，这也是我发这条帖子的原因之一， 当然了，如果出现明显错误，敬请指出。

F1：保险管的寿命受输入浪涌电压和浪涌电流的双重影响，应该尽可能采用慢恢复型保险管，一般是按照最大输入电流的两至三倍选取。AC输入时，浪涌电压的影响可能要严重些。电池输入(低压)，如果输入端抑制不足，浪涌电流对保险管的影响可能要严重些。AC输入时，在工业场合，浪涌电压也远比民用场合严重，这时防雷器件(参数及结构配置)的设计对保险管的影响尤其突出，必要时还要采用双(三)保险。相关设计过程可以参考专门针对防雷电路、浪涌电流抑制电路的设计文献。单保险管要接在L线上，且玻璃管引线封装最好增加一层热缩套管，并且在PCB板上标明容量。

RT1：热敏电阻的主要作用是抑制输入浪涌电流，RT1过大，发热严重。RT1过小，可能会影响到保险管和输入电解电容的寿命。输入冲击电流一般是硬性指标，选择RT1时一定要仔细的核实最大冲击电流限制值，如果没有给出这项要求，可以参考同等功率级别的其他类型产品。在全密封条件下，RT的发热可能会非常严重。另外，如果产品要求低温启动测试，RT阻值会变得相当大，很可能导致产品无法正常起机。

X电容：60W的产品，采用0.47uF的X电容，比较保险。换句话说，30W的产品，应该采用0.22uFX电容，120W的产品采用1uF的X电容。尽管这种方法没有什么科学依据，但是确实屡试不爽。如果你喜欢比较有挑战性的工作，那就另当别论了。X电容与Y电容不同，X电容容量大一点也不会让其他地方变得更加恶劣。在成本不是主要因素的情况下，对自己好一点，多留条活路。另外，在图①中，绝大部分人并不认可C4作用，此处存在了很大争议性。

Y电容：Y电容的配置有两个的，也有四个的;有102的，也有222、472的，有串磁珠的，也有串电阻的，只要EMI都能过，只要泄露电流没超，都是万岁!总之五花八门，千奇百怪。这也反映出人们内心对于Y电容充满深深的恐惧。其实Y电容并没有错，性能也较为优良，罪魁祸首都在于磁性材料(共模电感、变压器)及接地方式，后续分析。

MOV1：压敏电阻的计算方式并没有统一标准，一旦对实际情况估算错误(击穿电压偏低)，反而会对产品造成严重的危害。在防雷要求不高的民用产品中，一般采用14K471居多，工业场合一般都在500V以上，如14K511，14K561等等。如果你不了解产品的真实用电环境(非居民小区用电)，要尽量避免使用500V以下的压敏电阻。不同的行业，采取的防雷措施不尽相同，论坛上也讨论较少，一定要认真仔细的研究，特别是与多个保险管的配置方面。另外，配置防雷管后，耐压测试时往往会出现误动作，这也是让人头痛的问题。MOV1需要增加热缩套管。

DB1：小功率产品，选型比较简单。从散热的角度考虑，宽范围60W产品，整流器的最低规格不应该低于2A。在成本不苛刻的条件下，一般采用4A即可。

对于某些特殊场合，如存在瞬态高浪涌电压，整流器的规格应该进一步增大。有种情况很少见(但确实有存在)，有部分工程师选择输入电解电容时，会选择超大的容量(可能是量不大，又是自家用)，而浪涌抑制(热敏)电阻的规格却特别小。这时候强大的冲击电流会对保险管和整流器形成致命的威胁。专业的电源制造公司不会出现这种情况，而非专业制造商，在开发系统配套产品时，由于开发人员经验不足，又缺乏严谨的测试规范，而忽略这些潜在的隐患。

共模电感：上面分别给出了三种配置，方案①，这种配置比较多。我们经常看到的情况是：前级一个￠8～￠16的小磁环(30～1000uH)，后级采用一个￠20～￠25的大磁环(15～30mH)，前级作用在高频，后级低频，高低搭配刚好合适。方案②，这种情况也较为常见，前后两个一模一样的共模线圈，非常美观。采用这种配置时，为了保证较好的滤波效果(降低分布电容)，每一级的电感量(匝数)不能太高。这样不仅会降低共模电感的分布电容，绕制工艺也会相对简单，而且美观，就是成本较高。方案③，一般对EMI要求较低的产品较多使用，低成本EE型共模电感最为常见。部分对成本要求苛刻的产品中，不少人也会采用单个￠18～25左右的磁环来设计，这需要开发人员具备足够的经验及技巧。共模电感的材质、形状、绕制工艺对滤波效果影响较大，而且EMI滤波元件配置与整机结构也有很大的关系。很多人不晓得如何去计算共模电感值，下面是一种参考方法(适用于中小功率)。

100KHZ------30mH

1.0MHZ------3.0mH

10MHZ-------300uH

100MHZ------30uH

5.0MHZ------600uH

30MHZ-------100uH

在传导测试时，3*F，1MHZ，5MHZ，20～30MHZ这四个点容易出问题。

注：1、这种方法，只具有规律性，而没有科学性;

2、共模电感的材质、形状、绕制工艺对其滤波效果影响非常大;

3、共模电感不会饱和(对称绕制)，但会产生较高的浪涌电压;

4、共模磁环，最好只绕两层，在磁环绕制工艺方面建议多下点功夫;

5、共模滤波的设计原则是如何让其更有效。

(这部分内容容易引起歧义，有时间再补充。如果陆续上传一些比较实用的资料，应该理解起来较为容易)

Cin、Vacmin、Vdcmin之间的秘密 85～265VAC输入，12V5A输出。

①现实情况：选择100uF/400V的电解电容，估计不会引起太大争议。

②3uF/W法则：3uF﹡60W = 180uF，考虑到效率因素，选择220uF。

假设环境温度25℃，60W输出，85%的效率，Vdcmin计算值如下：

(Vdcmin受多种因素影响，下面的数据是采用PI公司的电子数据表格计算出来的，仅供参考)

输入电压 容量 最小直流电压 纹波电压 百分比

85VAC 100uF 68VDC 52V 43.3%.

85VAC 150uF 89VDC 31V 25.8%.

85VAC 220uF 100VDC 20V 16.6%.

输入电压 容量 最小直流电压 纹波电压 百分比

90VAC 100uF 79VDC 48V 37.8%.

90VAC 150uF 98VDC 29V 22.8%.

90VAC 220uF 108VDC 19V 15.0%.

输入电压 容量 最小直流电压 纹波电压 百分比

100VAC 100uF 101VDC 40V 28.4%.

100VAC 150uF 116VDC 25V 17.7%.

100VAC 220uF 125VDC 16V 11.3%.

输入电压 容量 最小直流电压 纹波电压 百分比

175VAC 68uF 216VDC 31V 12.5%.

175VAC 100uF 227VDC 20V 8%.

经典、权威教材无一例外的提到：Vdcmin = Vacmin ﹡ 1.414，实际情况并非如此，那么问题出在哪里?

可以肯定的是，这些教材在Vdcmin计算问题上，犯错的可能性较小。

好多人设计产品时，不假思索的引用Vac*1.414，而从来不顾虑到Cin容量的大小。

Vdcmin = Vacmin ﹡ 1.414

成立的前提条件是------必须定义合理的纹波电压百分比

(纹波电压百分比 = Vdcmax - Vdcmin / Vdcmax; Vdcmax = Vacmin * 1.414)

换句话税，Cin必须满足Vdcmin，否则公式不成立。这也是Cin在宽范围输入时选取3uF/W，窄范围输入选取1uF/W的由来;

题外话，很多12V5A的适配器，采用100uF的电解电容，但是其输入电压范围却是100～265VAC，是这个原因吗?

Cin选取法则：

1、宽范围输入3uF/W，窄范围输入1uF/W;

2、宽范围输入，确保纹波电压不高于15%(即保证Vdcmin≈100V);

窄范围输入，确保纹波电压不高于20%(即保证Vdcmin≈200V);

3、如果Vdcmin不足，增大Cin容量，直至纹波电压满足要求;

4、如果考虑到寿命因素，Cin需要在此基础上进一步增大;

5、Cin的容量受低温的影响非常明显，此时Cin需要在此基础上进一步增大;