线性稳压器和SMPS的基本概念

本文介绍线性稳压器和开关模式电源(SMPS)的基本概念。它面向可能不太熟悉电源设计和选择的系统工程师。解释了线性稳压器和SMPS的基本工作原理，并讨论了每种解决方案的优缺点。以降压转换器为例，进一步说明开关稳压器的设计考虑因素。

介绍

当今的设计要求电子系统中的电源轨和电源解决方案越来越多，负载范围从备用电源的几mA到ASIC稳压器的100A以上。为目标应用选择合适的解决方案并满足指定的性能要求非常重要，例如高效率、紧凑的印刷电路板 (PCB) 空间、精确的输出调节、快速瞬态响应、低解决方案成本等。对于系统设计人员来说，电源管理设计正成为一项越来越频繁和更具挑战性的任务，其中许多人可能没有很强的电源背景。

电源转换器从给定的输入电源为负载产生输出电压和电流。它需要满足稳态和瞬态条件下的负载电压或电流调节要求。它还必须在组件发生故障时保护负载和系统。根据具体应用，设计人员可以选择线性稳压器 (LR) 或开关模式电源 (SMPS) 解决方案。为了做出解决方案的最佳选择，设计人员必须熟悉每种方法的优点、缺点和设计问题。

本文重点介绍非隔离电源应用，并介绍其工作和设计基础知识。

线性稳压器

线性稳压器的工作原理

让我们从一个简单的例子开始。在嵌入式系统中，前端电源提供12V总线轨。在系统板上，需要3.3V电压为运算放大器(op amp)供电。产生3.3V电压的最简单方法是使用12V总线上的电阻分压器，如图1所示。效果好吗?答案通常是否定的。运算放大器的 V抄送引脚电流在不同的工作条件下可能会有所不同。如果使用固定电阻分压器，则 IC V抄送电压随负载而变化。此外，12V总线输入可能无法很好地调节。同一系统中可能有许多其他负载共享 12V 电源轨。由于总线阻抗，12V总线电压随总线负载条件而变化。因此，电阻分压器无法为运算放大器提供稳定的3.3V电压以确保其正常工作。因此，需要一个专用的电压调节环路。如图2所示，反馈环路需要调整顶部电阻R1值，以动态调节3.3V的导通电压抄送.

图1.电阻分压器产生 3.3V直流从 12V 总线输入

图2.反馈环路调整串联电阻R1值以调节3.3V

这种可变电阻可以通过线性稳压器来实现，如图3所示。线性稳压器以线性模式工作双极性或场效应功率晶体管(FET)。因此，晶体管用作与输出负载串联的可变电阻器。为了建立反馈环路，从概念上讲，误差放大器通过采样电阻网络R检测直流输出电压一个和 RB，然后比较反馈电压VFB带基准电压 V裁判.误差放大器输出电压通过电流放大器驱动串联功率晶体管的基极。当输入 V 时总线电压降低或负载电流增加，V抄送输出电压下降。反馈电压VFB也减少了。因此，反馈误差放大器和电流放大器产生更多的电流进入晶体管Q1的基极。这降低了压降V行政长官因此带回了 V抄送输出电压，使VFB等于 V裁判.另一方面，如果 V抄送输出电压上升，以类似的方式，负反馈电路增加V行政长官以确保3.3V输出的精确调节。总之，V的任何变化O被线性稳压器晶体管的V吸收行政长官电压。所以输出电压V抄送始终是恒定的，并且受到良好的监管。

图3.线性稳压器实现可变电阻来调节输出电压

为什么使用线性稳压器?

线性稳压器长期以来一直被工业广泛使用。它是电源行业的基础，直到 1960 年代后开关模式电源开始流行。即使在今天，线性稳压器仍然广泛用于广泛的应用。

除了使用简单之外，线性稳压器还具有其他性能优势。电源管理供应商已经开发出许多集成线性稳压器。典型的集成线性稳压器只需要 V在， V外、FB 和可选的 GND 引脚。图 4 示出了 3 多年前开发的典型 1083 引脚线性稳压器 LT20。它只需要一个输入电容、输出电容和两个反馈电阻来设置输出电压。几乎任何电气工程师都可以使用这些简单的线性稳压器设计电源。

图4.集成线性稳压器示例：7.5A 线性稳压器，仅采用三个引脚

一个缺点 – 线性稳压器会消耗大量功率

使用线性稳压器的一个主要缺点可能是其串联晶体管Q1在线性模式下工作的功耗过大。如前所述，线性稳压器晶体管在概念上是一个可变电阻。由于所有负载电流必须通过串联晶体管，因此其功耗为P损失= (V在– VO) • IO.在这种情况下，线性稳压器的效率可以通过以下方式快速估算：

因此，在图1示例中，当输入为12V，输出为3.3V时，线性稳压器效率仅为27.5%。在这种情况下，72.5%的输入功率被浪费并在稳压器中产生热量。这意味着晶体管必须具有热能力，以便在最大V的最坏情况下处理其功率/散热。在和满载。所以线性稳压器及其散热器的尺寸可能会很大，特别是当VO远小于 V在.图5显示，线性稳压器的最大效率与V成正比O/V在率。

图5.最大线性稳压器效率与 V 的关系O/V在率

另一方面，如果V，线性稳压器可以非常有效O接近V在.但是，线性稳压器(LR)还有另一个限制，即V之间的最小电压差在和 VO.LR中的晶体管必须以线性模式工作。因此，它要求双极晶体管的集电极至发射极或FET的漏极至源极具有一定的最小压降。当 VO太接近 V在，LR 可能无法再调节输出电压。可在低裕量 (V在– VO) 称为低压差稳压器 (LDO)。

同样明显的是，线性稳压器或LDO只能提供降压型DC/DC转换。在需要 V 的应用中O电压高于V在电压，或需要负VO来自正 V 的电压在电压、线性稳压器显然不工作。

带高功率均流的线性稳压器 [8]

对于需要更大功率的应用，稳压器必须单独安装在散热器上以散热。在全表面贴装系统中，这不是一个选项，因此功耗的限制(例如1W)限制了输出电流。不幸的是，直接并联线性稳压器来传播产生的热量并不容易。

用精密电流源代替图3所示的基准电压源，允许线性稳压器直接并联以分散电流负载，从而在IC之间分散散热。这使得线性稳压器可以在高输出电流、全表面贴装应用中使用，在这些应用中，电路板上的任何单个点只能散发有限的热量。LT®3080 是第一款可并联用于以获得较高电流的可调线性稳压器。如图6所示，它有一个精密零TC 10μA内部电流源连接到运算放大器的同相输入端。带外部单电压设置电阻器 R设置，线性稳压器输出电压可在0V至(V)范围内调节在– V辍学).

图6.单电阻器设置 LDO LT3080 并采用一个精准电流源基准

图 7 显示了并联 LT3080 以实现均流是多么容易。只需将 LT3080 的 SET 引脚连接在一起，两个稳压器共享相同的基准电压。由于运算放大器经过精确调整，调整引脚和输出之间的失调电压小于2mV。在这种情况下，只需要10mΩ镇流电阻(可以是一个小的外部电阻和PCB走线电阻的总和)就可以平衡负载电流，实现优于80%的均衡均流。需要更多动力?即使并联 5 到 10 个设备也是合理的。

图7.并联两个 LT3080 线性稳压器以实现更高的输出电流

首选线性稳压器的应用

在许多应用中，线性稳压器或LDO为开关电源提供卓越的解决方案，包括：

简单/低成本的解决方案。线性稳压器或LDO解决方案简单易用，特别适用于热应力不重要的低输出电流低功耗应用。无需外部功率电感器。

低噪声/低纹波应用。对于噪声敏感型应用，如通信和无线电设备，最大限度地降低电源噪声非常重要。线性稳压器的输出电压纹波非常低，因为没有元件频繁打开和关闭，线性稳压器可以具有非常高的带宽。所以几乎没有EMI问题。一些特殊的LDO，如ADI公司的LT1761 LDO系列，具有低至20μV有效值输出端的噪声电压。SMPS几乎不可能达到这种低噪声水平。即使使用非常低的ESR电容，SMPS通常也具有mV的输出纹波。

快速瞬态应用。线性稳压器反馈环路通常是内部的，因此不需要外部补偿。通常，线性稳压器具有比SMPS更宽的控制环路带宽和更快的瞬态响应。

低压差应用。对于输出电压接近输入电压的应用，LDO 可能比 SMPS 效率更高。ADI公司的LTC1844、LT3020和LTC3025等压差非常低的LDO (VLDO)具有20mV至90mV的压差和高达150mA的电流。最小输入电压可低至 0.9V。由于LR中没有交流开关损耗，因此LR或LDO的轻负载效率与其满载效率相似。SMPS通常具有较低的轻负载效率，因为它具有交流开关损耗。在轻负载效率也至关重要的电池供电应用中，LDO可以提供比SMPS更好的解决方案。

总之，设计人员使用线性稳压器或LDO，因为它们简单、低噪声、低成本、易于使用并提供快速瞬态响应。如果 VO接近V在，LDO 可能比 SMPS 更高效。

开关模式电源基础知识

为什么使用开关模式电源?

一个快速的答案是高效率。在SMPS中，晶体管在开关模式下工作，而不是线性模式。这意味着当晶体管导通并传导电流时，其电源路径上的压降最小。当晶体管关闭并阻断高压时，几乎没有电流通过其电源路径。所以半导体晶体管就像一个理想的开关。因此，晶体管中的功率损耗最小。高效率、低功耗和高功率密度(小尺寸)是设计人员使用SMPS而不是线性稳压器或LDO的主要原因，尤其是在高电流应用中。例如，现在的12V在， 3.3V外开关模式同步降压电源通常可实现>90%的效率，而线性稳压器的效率则不到27.5%。这意味着功率损耗或尺寸减小至少八倍。

最受欢迎的开关电源——降压转换器

图8显示了最简单、最常用的开关稳压器，即降压型DC/DC转换器。它有两种工作模式，具体取决于晶体管Q1是打开还是关闭。为了简化讨论，假设所有功率器件都是理想的。当开关(晶体管)Q1导通时，开关节点电压V西 南部= V在电感L电流被充电(V在– VO).图8(a)显示了这种电感充电模式下的等效电路。当开关Q1关断时，电感电流流过续流二极管D1，如图8(b)所示。开关节点电压V西 南部= 0V，电感L电流由V放电O负荷。由于理想电感器在稳态下不可能有直流电压，因此平均输出电压VO可以给出为：

其中 T上是切换周期 TS 内的导通时间间隔。如果比值 T上/TS定义为占空比D，输出电压VO是：

当滤波电感L和输出电容C时O值足够高，输出电压VO是只有mV纹波的直流电压。在这种情况下，对于12V输入降压电源，从概念上讲，27.5%占空比可提供3.3V输出电压。

图8.降压转换器工作模式和典型波形

除了上述平均方法之外，还有另一种方法可以推导出占空比方程。理想的电感不能在稳态下具有直流电压。因此，它必须在开关周期内保持电感伏秒平衡。根据图8中的电感电压波形，伏秒平衡需要：

等式(5)与等式(3)相同。相同的伏秒平衡方法可用于其他 DC/DC 拓扑，以得出占空比与 V 的关系在和 VO方程。

降压转换器的功率损耗

直流传导损耗

凭借理想元件(导通状态下的零压降和零开关损耗)，理想的降压转换器效率可达100%。实际上，功耗始终与每个功率组件相关联。SMPS中有两种类型的损耗：直流传导损耗和交流开关损耗。

降压转换器的传导损耗主要由晶体管Q1、二极管D1和电感L在传导电流时的压降引起。为了简化讨论，在下面的传导损耗计算中忽略了电感电流的交流纹波。如果使用MOSFET作为功率晶体管，则MOSFET的导通损耗等于IO2• RDS(ON)• D，其中 RDS(ON)是MOSFET Q1的导通电阻。二极管的导通功率损耗等于IO• VD• (1 – D)，其中 VD是二极管D1的正向压降。电感的导通损耗等于IO2• R.DCR，其中 R.DCR是电感绕组的铜电阻。因此，降压转换器的导通损耗约为：

例如，12V 输入，3.3V/10A.MAX输出降压电源可以使用以下组件：MOSFET RDS(ON)= 10mΩ，电感R.DCR= 2 mΩ，二极管正向电压VD= 0.5V。因此，满载时的传导损耗为：

仅考虑传导损耗，转换器效率为：

上述分析表明，续流二极管消耗3.62W功率损耗，远高于MOSFET Q1和电感L的导通损耗。为了进一步提高效率，二极管D1可以用MOSFET Q2代替，如图9所示。该转换器称为同步降压转换器。Q2的栅极需要与Q1栅极互补的信号，即Q2仅在Q1关断时导通。同步降压转换器的导通损耗为：

如果 10mΩ RDS(ON)MOSFET也用于Q2，同步降压转换器的导通损耗和效率为：

上述示例表明，同步降压转换器比传统的降压转换器效率更高，特别是对于占空比小且二极管D1导通时间较长的低输出电压应用。

图9.同步降压转换器及其晶体管栅极信号