如何降低 PFC 的 THD？

[导读]在电力系统中，这些谐波可能导致从电话传输干扰到导体退化等一系列问题;因此，控制总 THD 非常重要。较低的 THD 意味着较低的峰值电流、较少的热量、较低的电磁辐射和较低的电机铁芯损耗。

总谐波失真 (THD) 是信号中存在的谐波失真，定义为一组较高谐波频率的均方根 (RMS) 幅度与第一谐波或基频的 RMS 幅度之比。公式 1 表示 THD：

其中V n是第 n次谐波的 RMS 值，V 1是基波分量的 RMS 值。

在电力系统中，这些谐波可能导致从电话传输干扰到导体退化等一系列问题;因此，控制总 THD 非常重要。较低的 THD 意味着较低的峰值电流、较少的热量、较低的电磁辐射和较低的电机铁芯损耗。

降低 THD 需要功率因数校正 (PFC)，这对于输入功率大于 75 W 的 AC/DC 电源是必需的。PFC 强制输入电流跟随输入电压，使得电子负载吸收包含最小谐波的正弦电流波形。

THD 要求已变得更加严格，尤其是在服务器应用中。模块化硬件系统-通用冗余电源 (M-CRPS) 规范在整个负载范围内定义了非常严格的 THD 要求，如表 1所示。这比之前的 CRPS THD 规范要严格得多。

表 1 M-CRPS THD 规格。

在 PFC 设计中，满足如此严格的 THD 规范是一项巨大的挑战，因为传统的环路调谐可能不够。在本文中，我将建议一些额外的方法来帮助降低 THD。

确保感测到的信号干净

PFC 控制器检测交流输入电压、电感电流和 PFC 输出电压。这些检测信号必须干净，否则会影响 THD。例如，由于交流输入电压信号产生正弦电流参考，因此检测信号上的任何尖峰都会导致电流参考失真并影响 THD。

尽管输出电压 (V OUT ) 信号不用于生成电流基准，但它会影响 THD，因为 V OUT上的尖峰会在电压环路输出上引起纹波，从而影响电流环路基准并最终影响 THD。如果尖峰的幅度足够大，它可能会触发电压环路非线性增益，从而显著提高 THD。

一种常见的做法是将去耦电容放在靠近控制器的检测引脚的位置。您必须仔细选择电容，以便它能够有效降低噪声，但又不会导致过多的延迟。使用数字无限脉冲响应滤波器来处理检测到的 V OUT信号将进一步降低噪声;由于 PFC 电压环路速度较慢，因此该数字滤波器引起的额外延迟是可以接受的。

但是，对于交流电压感测，不建议添加数字滤波器，因为它会导致电流参考延迟。在这种情况下，您可以使用固件锁相环 (PLL) 生成与交流电压同相的内部正弦波信号，然后使用该生成的正弦波信号调制电流参考。由于 PLL 生成的正弦波是干净的，即使感测到的交流电压上有一些噪声，电流环参考也将是干净的。

降低交流过零时的电流尖峰

交流过零点处的电流尖峰是图腾柱无桥 PFC 的固有问题。这些尖峰可能非常大，以至于无法通过 M-CRPS THD 规范。我分析了这些尖峰的根本原因，并指出脉冲宽度调制 (PWM) 软启动算法(如图1所示)将有效减少这些尖峰。

图 1交流过零点的栅极信号时序。

在该解决方案中，当 V AC在交流过零点后从负周期变为正周期时，有源开关 Q4 首先以非常小的脉冲宽度导通，然后逐渐增加到控制环路产生的占空比 (D)。Q4 上的软启动逐渐将开关节点漏极 - 源极电压 (V DS ) 放电至零。一旦 Q4 的软启动完成，同步晶体管 Q3 就开始导通。它以微小的脉冲宽度开始，逐渐增加，直到脉冲宽度达到 1-D。当 Q4 的软启动完成并且 Q3 的软启动开始时，低频开关 Q2 导通。

噪声可能会意外触发过零检测。出于安全考虑，在半个交流周期结束时，关闭所有开关。这样会留下一个小死区，防止输入交流短路。从交流正周期到负周期的过渡是相同的。图 2显示了测试结果。

图 2不使用和使用 PWM 软启动的电流波形：传统控制方法 (a) 和 PWM 软启动 (b)。

降低电压环路效应

电压环路输出上的双线频率纹波会影响电流基准，进而影响 THD。为了尽可能减少这种频率纹波效应(同时不牺牲负载瞬态响应)，您可以在 V OUT 感测信号和电压环路之间添加一个数字陷波(带阻)滤波器。该陷波滤波器可以有效衰减双线频率纹波，同时仍允许所有其他频率信号通过，包括由负载瞬态引起的突然 V OUT变化。负载瞬态不会受到影响。

另一种方法是在交流过零点时检测 V OUT。由于交流过零点时的 V OUT值 Vout_zc(t) 等于其平均值，并且在稳定状态下为“常数”，因此它是电压环路控制的完美反馈信号。要处理负载瞬变，请使用以下电压环路控制定律：

如果 ((Vref – Vout(t) < 阈值)

{

误差 = Vref – Vout_zc(t);

电压环路输出 = Gv(误差, Kp, Ki);

}

否则

{

误差 = Vref – Vout(t);

电压环路输出 = Gv(误差, Kp_nl, Ki_nl);

}

如果瞬时 V OUT误差较小，则使用交流过零时刻 Vout_zc(t) 的V OUT值和电压环路补偿器 Gv 的小比例积分 (PI) 环路增益 Kp、Ki。当发生负载瞬变导致瞬时 V OUT误差大于阈值时，使用瞬时 Vout(t) 值和 Gv 的 PI 环路增益 Kp_nl、Ki_nl 使 V OUT快速恢复到其标称值。

过采样

PFC 电感器电流是在每个开关周期中具有直流偏移的锯齿波;然后电流进入信号调节电路(例如运算放大器)，以使信号适合 PFC 控制电路。但是，这种信号调节电路无法对输入电流纹波提供足够的衰减。电流纹波仍然出现在放大器的输出端。如果在每个开关周期仅对该信号进行一次采样，则没有一个完美的固定位置，信号始终代表平均电流。因此，使用单个样本很难实现良好的 THD。

为了获得更准确的反馈信号，我建议使用过采样机制。图 3显示，可以在每个开关周期均匀地对电流反馈信号进行八次采样，取平均值，然后将其发送到控制环路。这种过采样有效地平均了电流纹波，使得测量的电流信号更接近平均电流值。此外，控制器对噪声(信号噪声和测量噪声)的敏感度降低。过采样是减少电流波形失真的最有效方法之一。

图 3每个开关周期过采样八次。

占空比前馈

占空比前馈控制的基本思想是预先计算占空比，然后将该占空比添加到反馈控制器。对于在连续传导模式下工作的升压拓扑，公式 2 给出占空比 (dFF )为：

这种占空比模式可有效产生开关两端的电压，该电压在开关周期内的平均值等于整流输入电压。常规电流环路补偿器会根据计算出的占空比模式改变占空比。

图 4显示了最终的控制方案。使用公式 2 计算 dFF 后，将其添加到传统平均电流模式控制输出 (dI )。然后，您可以使用最终占空比 (d) 生成 PWM 波形来控制 PFC。

图4：dFF的平均电流模式控制。

由于占空比的大部分由占空比前馈产生，控制环路仅会稍微调整计算出的占空比。对于控制器环路带宽有限的应用，此技术可帮助改善 THD。

交流跳周期

一般而言，满足轻载 THD 要求比满足重载 THD 要求更难;对于 M-CRPS 规范中的 5% 负载 THD 要求尤其如此。如果 PFC 满足除 5% 负载之外的所有其他 THD 要求，即使您已经尝试了迄今为止提到的所有方法，AC 周期跳跃方法也会有所帮助。

将 AC 周期跳跃视为一种特殊的突发模式：当负载小于预定义阈值时，PFC 进入此模式，并根据负载跳过一个或多个 AC 周期。换句话说，PFC 关闭一个或多个 AC 周期，并在下一个 AC 周期重新打开。开启和关闭实例位于 AC 零交叉处，因此整个 AC 周期被跳过。由于 PFC 在电流等于零时开启和关闭，因此压力和电磁干扰较小。AC 周期跳跃不同于传统的 PWM 脉冲跳跃突发模式，在传统 PWM 脉冲跳跃突发模式中，您可以随机跳过 PWM 脉冲。

跳过的交流电周期数与负载成反比;负载越少，跳过的交流电周期越多。图 5显示了跳过一个交流电周期的情况。通道 1 是交流电电压，通道 4 是交流电电流。