将 FET 用于电压控制电路的指南，第 3 部分

如果我们将前面图 3 至图 17 中任何一个中的电位器 VR1 替换为交流信号加直流偏置信号，压控衰减器就可以变成幅度调制器电路。例如，在图 15(P 沟道 MOSFET)中，如果输入信号 Vin 是高频载波信号和 VR1 的信号 Vcont 替换为负直流偏置信号加低频正弦波信号，则输出信号 Vout 将具有如图18所示的调幅载波信号。

注：图 18、图 19、图 20 和图 22 中纵轴表示幅度，横轴表示时间。

图 18 调幅(高频)载波信号及其低频正弦波调制信号。

在图 15 中，使用 P 沟道 MOSFET，当栅极电压接近 0 伏时，漏源电阻增加，从而允许压控衰减器将输入信号以最小的衰减传递到其输出。请注意，在正弦波的正峰值中，幅度调制信号处于其最大幅度。

相反，如果 P 沟道 MOSFET 的栅极电压变得更负，则漏极和源极之间的导通更大或电阻更小。因此，存在最大衰减，导致输出处的调幅信号最小。现在观察到，当低频正弦波处于其负峰值时，调幅信号处于最小值。

另外，[1+m(t)]≥0，使得cos(2πft)乘以非负标量或数字，以确保高频载波信号不存在相位反转或反转。

例如，标准广播幅度调制信号如图 18所示 ，其中高频载波信号始终具有类似于低频调制信号的包络。

就幅度调制的标准类型而言，还有其他应用。其中包括颤音的音乐摇摆效果，以及用于音频幅度压缩的自动增益控制放大器(不要与通过压缩算法降低数据速率相混淆)。

现在我们来看看另一种调幅器，其特点是“纯”乘法。

[ m(t) ] cos( 2πft ) = 双边带抑制载波信号 (13)

图 19 显示了倍增载波信号或双边带抑制载波幅度调制信号的样子。

图 19倍频载波信号及其下方的调制正弦波。

请注意，相乘的载波信号并不完全具有如图 18 所示的可识别包络。图 20 进一步显示了载波信号相位的关系。

图 20恒定幅度载波信号位于乘法载波信号上方，并叠加了调制低频正弦波。

如果您非常仔细地注意到，当低频调制信号处于负周期时，高频调制载波信号的相位会发生反转。在原点轴上，我们看到调制信号处于正周期，并且调幅波形与上面的载波信号同相。

制作模拟乘法器电路比基本标准幅度调制器电路(如图 15所示)复杂一些，该电路包括带有 Vcont 交流调制信号的直流偏置电压。模拟乘法器电路通常需要两个带有扭曲的基本标准调制器电路……第二个电路需要其载波和调制信号的反转。

让我们看看这是如何完成的：

[ 1 + m(t) ] cos( 2πft ) = AM 信号#1

对于第二个 AM 信号，让我们反转 m(t) 和载波信号 cos( 2πft ) 的相位，这样：

[ 1 – m(t) ](-1) cos( 2πft ) = AM 信号 #2 ，但这等效于：

[ -1 + m(t) ] cos( 2πft ) = AM 信号#2

现在让我们添加两个信号：

AM 信号#1 + AM 信号#2 = [ 1 + m(t) ]cos( 2πft ) + [ -1 + m(t) ] cos( 2πft )

= [ 1 + m(t) + -1 + m(t)] cos( 2πft )

AM 信号#1 + AM 信号#2 = [ 2m(t)] cos( 2πft ) ]

从上面可知，当 AM 信号 #1 和 AM 信号 #2 相加时，我们现在有了一个乘法器函数或电路。图 21 显示了两个“标准”AM 电路相加形成乘法器电路的示例。

图 21 使用双 N 通道 JFET 生成 AM 双边带抑制载波信号的示例乘法器电路。

在图21中，AM信号#1由(N沟道JFET)压控电阻器Q1A和放大器U1B实现。当 Vmod 处于正峰值时，Q1A 的漏源电阻 (Rds_Q1A) 低于 Vmod 处于负峰值时的漏源电阻 (Rds_Q1A)。因为 R13>> Rds_Q1A，U1B 的闭环增益 = 1 + R12/Rds_Q1A，我们看到当调制信号增加时，载波信号的增益增加，反之亦然。 U1B 引脚 7 的信号输出提供 AM 信号#1。

为了实现 AM 信号#2，我们需要反转 Vmod 和 V Carrier 信号。这是通过反相放大器 U1A 和 U2A 完成的。 U1A 通过连接至放大器 U2B 的压控电阻器 Q1B 将 Vmod 反相至第二调制器。随着反相的 V载波信号进入 U2B 的非反相输入端子，我们可以从 U2B 的输出端子引脚 7 获得 AM 信号 #2。另请注意，R7>> Rds_Q1B。

来自两个调制器的 AM 信号被汇总到 VR2 中，从而可以精确匹配电平以消除载波信号。要执行此操作，请关闭 Vmod，同时 V Carrier 信号仍然打开。调整 VR2 直至载波在 Vout 处达到最小值。放大器 U3A 的增益为 2，以补偿在 VR2 处对两个信号求和时的损耗。

VR1 设置 FET 的偏置电压。在此使用 LSK489 的示例中，偏置电压设置为 −3.25 伏直流电，但您可以尝试其他偏置设置。此外，典型的 Vcarrier 信号电平在 200 mV 峰峰值范围内，典型的 Vmod 最大电平约为 550 mV 峰峰值。

对于 TL082 运算放大器，载波频率应为

如果使用更高的载波频率，运放可以改为高速运放，例如 AD827 或 LT1632。但在使用高频电路时要小心布局。图 22 显示了 Vmod 和 Vout，其中 Vcarrier ~ 200 mV 峰峰值，Vmod ~ 180 mV 峰峰值。

图 22 图 21 中的 Vmod 和 Vout 波形。

FET 还可以配置为有源乘法器。 JFET 或 MOSFET 可用于构建模拟平衡乘法器。例如，图 23 本质上是双极晶体管 MC1496 乘法器的 MOSFET 版本。

图 23 MC1496 平衡混频器电路的 FET 版本。

该电路包括用于上差分对 U1A、U1D 和 U1B、U1C 的匹配四 DMOS 晶体管。第二组匹配的 DMOS 晶体管与 U2A 和 U2D 形成另一个差分对。最后，我们有一个恒流源 Q1，其偏置为约 10 mA DC，R14(100Ω)上的电压约为 1 V DC。注意：电源电压可能为 +/- 9 伏。

当混频器的输出经过带通滤波以提供中频 (IF) 信号时，在射频 (RF) 应用中使用 FET 作为模拟乘法器具有一些优势。一些优点是：

1) Vin1 和 Vin2 输入端均为高阻抗。这允许使用具有更高“升压”比的射频匹配网络。

2) 与双极晶体管相比，FET 在发生限制之前具有更高的动态范围。

3) 对外部噪声的敏感性较低。

4) 对于SD5000等DMOS晶体管，由于其栅漏电容较低，更重要的是输入电容较低，因此高频串扰得以最小化。

本地反馈电阻器 R9 和 R10 降低了底部对差分放大器 Q2A 和 Q2D 的失真。典型的 R9 = R10 值范围为 0Ω 至 1KΩ。

为了理解这个电路，我们可以将其分成两个 AM 调制器。第一个 AM 调制器包括 U2A、U1A 和 U1D。第二个 AM 调制器具有 U2D、U1B 和 U1C。

在乘法器电路的常见配置中，图 23 将 Vin2 作为调制信号，将 Vin1 作为载波信号。

我们想要展示有两个 AM 调制器，其中第二个具有反相调制和载波信号。原因是我们已经证明：

AM 信号#1 + AM 信号#2 = [1 + m(t)]cos( 2πft ) + [ 1 – m(t) ](-1) cos( 2πft )

AM 信号#1 + AM 信号#2 = 2[m(t)]cos( 2πft )

对于具有 U2A、U1A 和 U1D 的第一个调制器(底部 MOSFET)，U2A 从 U2A 的漏极提供同相信号电流。也就是说，如果 Vin2 变为正值或增加，U2A 的漏极电流也会增加。现在观察当 Vin1 增加时 U1A 的漏极电流增加。因此，就漏极电流而言，U2A 和 U1A 的漏极电流分别与 Vin2 和 Vin1 同相。

现在让我们看看第二个调制器的漏极电流 U2D 和 U1B(以 Vin2 和 Vin1 表示)。请注意，U1B 和 U1A 的漏极相加或连接在一起以形成 Vout 的输出电流。如果我们首先观察 U1B，我们会发现它形成了一个差分对 U1B 和 U1C，与相对于 Vin1 的 U1A 和 U1D 的极性相反。即U1B的栅极通过R5和C4接地。换句话说，当 Vin1 增加时，它会导致 U1C 的栅极至源极电压 ( Vgs ) 增加或变得更正。然后，U1C 的漏极电流增加，但由于 U1B 的源极连接到 U1C 的源极(变为正值)，因此 U1B 将开始关断。这意味着当 Vin1 增加时，U1B 的电流减少。

类似地，底部 MOSFET U2A 和 U2D 的漏极电流以互补方式工作。 Q1 的集电极提供恒定电流，该电流等于 Q2A 和 Q2D 漏极电流之和。因此，这意味着如果一个漏极电流增加，另一个漏极电流就会减少。例如，如果 Q1 集电极电流为 10 mA，则当 Vin2 = 0(无信号条件)时，U2A 和 U2D 的漏极电流均为 5 mA。现在假设 U2A 的漏极电流增加到 7 mA，然后 U2D 的漏极电流减少到 3 mA，因为两个漏极电流的总和恒定为 10 mA。因此，相对于 Vin2 的增加，U2D 的漏极电流正在减少。

相对于Vin2和Vin1，与第一调制器相比，第二调制器与其来自U2D和U1B的相应漏极电流具有相反的相位关系。

因此，我们确实有两个 AM 调制器，其中第二个满足为调制器和载波信号输入 Vin2 和 Vin1 提供相反相位的约束。将两个调制器的漏极电流相加或相加后，Vout 与负载电阻器 R4 提供的电压包括 Vin1 和 Vin2 的乘积。

VGA 通过降低漏源电压

如果我们仔细观察 FET 的特征漏极电流与漏极至源极电压的关系曲线，我们会注意到跨导ΔID/ΔVGS随着漏极至源极电压的降低而下降。请参见图 24， 其中栅源电压的变化ΔVGS是固定的，但漏极电流的变化ΔID根据漏源电压而变化。

图 24 FET 的 IV 特性，其中 VDS 越小，漏极电流 ΔID 的变化越小(如 VDS1 和 VDS2 上方的粗垂直段与 VDS3 和 VDS4 上方的垂直段相比)，栅源电压变化相同。

带VDS1

跨导 = ΔID/ΔVGS

我们可以看到，随着漏源电压，VDS → 0，ΔID 也 → 0。这导致

跨导 = ΔID/ΔVGS → 0。

因此，如果我们可以改变漏源电压，那么我们就可以改变与增益相关的跨导。

制作压控放大器的一种方法是将漏极耦合到低阻抗点，例如互阻运算放大器的反相输入。通过调整运算放大器同相输入端的控制电压，漏极电压会相应变化(图 25)。

图 25 通过改变 U1A 漏极电压的压控放大器。

VR1 调节运算放大器 U2A 同相输入端的控制电压。由于 U2A 反相输入端的(控制)电压大致相同，因此漏极电压跟随控制电压。通过改变 U1A 漏极的控制电压，其跨导会发生变化，从而改变增益的大小，| Vout / Vin |。

对于图 25所示的增强型 FET ，栅极至源极电压为正向偏置，因此源极电压高于地电压。要关闭增益，我们只需设置 VR1 滑块上的电压以匹配源电压。通常，该电压约为 +0.5 伏至 + 2.5 伏，具体取决于 FET。

图 25 的优点是不存在米勒乘数电容效应，因为 U1A 的漏极通过 U2A 的 (-) 输入端子耦合到虚拟交流接地。

为了获得更高的频率性能，我们可以使用相同的原理并构建如图 26所示的共源共栅电路。

图 26 具有增强型 FET 的共源共栅压控放大器。

我们的电路本质上是相同的，但用第二个 FET U1B(一个共栅放大器)替换了运算放大器。由于U1B源极的输入电阻较低(例如1/g m_U1B)，因此U1A漏极的电压接近恒定电压。您还可以看到 U1B 的栅极电压源极随后进入 U1A 的漏极。

可选电阻器 R 可选，连接到 U1B 的源极，以确保其始终开启。实际值可能有所不同，但 U1B 的静态源电流约为 1 mA 是一个起点。

由于该电路是共源共栅放大器，因此米勒电容倍增器效应被最小化，并且该电路非常适合射频应用。例如，它可以用作射频自动或手动增益放大器的一部分。而且，可以级联其中多个。

VR1可以用AGC(自动增益控制)电压源代替。如果需要更快的 AGC 动作，C4 可以具有较低的值，例如 0.1 uf。

现在让我们看看图 27中的 JFET 方法。

图 27 共源共栅 JFET VCA

由于 JFET 是耗尽型器件，因此即使 Q1B 的栅极电压为零，也可能无法将增益降至零。原因是 Q1B 的源极电压相对于其栅极电压本质上是正电压。结果，控制范围可能仅被限制在大约20dB或30dB，这并不能完全将增益减小到零。回想一下，Q1B 的源极电压必须足够低，以便 Q1A 的漏极至源极电压为零伏，从而实现零增益。

为了更好地确保增益可以降至零，Q1B 可以用增强型 MOSFET 或双极器件(例如 2N4124，其中 Q1B 的基极 → 栅极、发射极 → 源极和集电极 → 漏极)替代。

然而，如果使用 JFET，则可以添加一个电平转换电压源(如图28所示 )，以确保当 VR1 调整为低电压时，底部 JFET Q1A 的漏极和源极电压为零。

图28 LED1提供了直流电平转换电压源，以确保增益可以降至零。

通过 LED1 将正偏置电压添加到 Q1A 的源极电阻器 R2，Q1A 以地为参考的漏极和源极电压就会上移。例如，如果 R2 两端的电压降约为 1 伏，则假设蓝色或白色 LED 在约 2.7 伏时开启，Q1A 的源电压约为 3.7 伏。这意味着如果 Q1A 的漏极电压设置为 3.7 伏，增益将为零。

现在，我们可以更轻松地将 Q1B 的源极电压设置为 +3.7 伏，从而使 Q1A 的漏极至源极电压 → 0 伏。