如何降低 PFC 的 THD

[导读]在电力系统中，这些谐波可能会导致电话传输干扰和导体老化等问题。因此，控制总THD非常重要。较低的 THD 意味着较低的峰值电流、较少的发热、较低的电磁辐射以及较低的电机铁芯损耗。

总谐波失真 (THD) 是信号中存在的谐波失真，定义为一组高次谐波频率的均方根 (RMS) 幅度与一次谐波或基频的 RMS 幅度之比。公式 1 表示 THD：

其中V n是第 n次谐波的 RMS 值， V 1是基波分量的 RMS 值。

在电力系统中，这些谐波可能会导致电话传输干扰和导体老化等问题。因此，控制总THD非常重要。较低的 THD 意味着较低的峰值电流、较少的发热、较低的电磁辐射以及较低的电机铁芯损耗。

降低 THD 需要功率因数校正 (PFC)，这对于输入功率大于 75 W 的 AC/DC 电源是必需的。PFC 强制输入电流跟随输入电压，以便电子负载绘制正弦电流波形，包含最小的谐波。

THD 要求变得更加严格，尤其是在服务器应用中。模块化硬件系统通用冗余电源 (M-CRPS) 规范 [1] 定义了整个负载范围内非常严格的 THD 要求，如表 1所示。这比之前的 CRPS THD 规范要严格得多。

表 1 M-CRPS THD 规范。

满足如此严格的 THD 规范对于 PFC 设计来说是一个巨大的挑战，而传统的环路调谐可能还不够。在本文中，我将建议一些额外的方法来帮助减少 THD。

确保感应到的信号干净

PFC 控制器感测交流输入电压、电感电流和 PFC 输出电压。这些感测到的信号需要干净;否则会影响THD。例如，由于交流输入电压信号生成正弦电流基准，因此感测信号上的任何尖峰都会导致电流基准失真并影响 THD。

尽管输出电压 (V OUT ) 信号不用于生成电流基准，但它可能会影响 THD，因为 V OUT上的尖峰会在电压环路输出上引起纹波，从而影响电流环路基准并最终影响 THD。如果尖峰的幅度足够大，它可能会触发电压环路非线性增益，从而显着提高 THD。

一种常见的做法是将去耦电容器靠近控制器的检测引脚。您必须仔细选择电容，这样才能有效降低噪声，但不会造成太多延迟。使用数字无限脉冲响应滤波器来处理感测到的V OUT信号将进一步降低噪声;由于 PFC 电压环路较慢，因此该数字滤波器造成的额外延迟是可以接受的。

然而，对于交流电压感测，不建议添加数字滤波器，因为它会导致电流基准延迟。在这种情况下，您可以使用固件锁相环 (PLL) 生成与交流电压同相的内部正弦波信号，然后使用生成的正弦波信号来调制电流参考。由于 PLL 生成的正弦波是干净的，因此即使感测到的交流电压上存在一些噪声，电流环路基准也将是干净的。

减少交流过零时的电流尖峰

交流过零处的电流尖峰是图腾柱无桥 PFC 的固有问题。这些尖峰可能非常大，以至于无法通过 M-CRPS THD 规范。我分析了这些尖峰的根本原因 [2]，并指出脉冲宽度调制 (PWM) 软启动算法(如图 1所示)将有效地减少这些尖峰。

图 1交流过零的栅极信号时序。

在该解决方案中，当交流过零后V AC从负周期变为正周期时，有源开关Q4 首先以非常小的脉冲宽度导通，然后逐渐增加到控制环路产生的占空比(D)。 Q4 上的软启动逐渐将开关节点漏源电压 (V DS ) 放电至零。一旦Q4的软启动完成，同步晶体管Q3开始导通。它以微小的脉冲宽度开始，然后逐渐增加，直到脉冲宽度达到 1-D。当Q4软启动完成、Q3软启动开始时，低频开关Q2导通。

过零检测可能会被噪声触发。为了安全起见，在半个交流周期结束时，关闭所有开关。这会留下一个小的死区，以防止输入交流短路。从交流正循环到负循环的转变是相同的。图2显示了测试结果。

图 2不带 PWM 软启动和带 PWM 软启动的电流波形：传统控制方法 (a) 和 PWM 软启动 (b)。

减少电压环路效应

电压环路输出上的双线频率纹波会影响电流基准，从而影响 THD。为了尽可能减少这种频率纹波效应，同时不牺牲负载瞬态响应，您可以在 V OUT感测信号和电压环路之间添加一个数字陷波(带阻)滤波器。该陷波滤波器可以有效衰减双线频率纹波，同时仍然通过所有其他频率信号，包括负载瞬态引起的V OUT突然变化。负载瞬态不会受到影响。

另一种方法是在交流过零情况下感测 V OUT 。由于交流过零时刻 Vout_zc(t) 处的 V OUT值等于其平均值，并且在稳态下是一个“常数”，因此它是电压环控制的完美反馈信号。为了处理负载瞬态，请使用以下电压环控制律：

If ((Vref – Vout(t) < 阈值)

{

误差 = Vref – Vout_zc(t);

VoltageLoop_output = Gv(Error, Kp, Ki);

}

Else

{

误差 = Vref – Vout(t);

VoltageLoop_output = Gv(Error , Kp_nl, Ki_nl)

;

如果瞬时 V OUT误差较小，则使用交流过零时刻 Vout_zc(t) 处的V OUT值和较小的比例积分 (PI) 环路增益 Kp、Ki 作为电压环路补偿器 Gv。当负载瞬变发生导致瞬时 V OUT误差大于阈值时，使用瞬时 Vout(t) 值和 Gv 的 PI 环路增益 Kp_nl、Ki_nl 快速使 V OUT回到其标称值。

过采样

PFC 电感电流在每个开关周期内为具有 DC 偏移的锯齿波;然后电流进入信号调节电路(例如运算放大器)以使信号适合 PFC 控制电路。然而，该信号调节电路无法对输入电流纹波提供足够的衰减。电流纹波仍然出现在放大器的输出端。如果该信号在每个开关周期中仅采样一次，则不存在完美的、固定的位置来使该信号始终代表平均电流。因此，使用单个样本很难获得良好的 THD。

为了获得更准确的反馈信号，我建议采用过采样机制。图 3显示，可以在每个开关周期对电流反馈信号均匀采样八次，对结果进行平均，然后将其发送到控制环路。这种过采样有效地平均了电流纹波，使得测量的电流信号更接近平均电流值。此外，控制器对噪声(信号噪声和测量噪声)变得不那么敏感。过采样是减少电流波形失真的最有效方法之一。

图 3每个开关周期过采样八次。

占空比前馈

占空比前馈控制[3]的基本思想是预先计算占空比，然后将该占空比添加到反馈控制器。对于在连续导通模式下运行的升压拓扑，公式 2 给出的占空比 (d FF ) 为：

这种占空比模式有效地产生开关两端的电压，其在开关周期内的平均值等于整流输入电压。常规电流环路补偿器围绕该计算出的占空比模式改变占空比。

图 4描述了最终的控制方案。使用公式 2 计算 d FF后，将其添加到传统的平均电流模式控制输出 (d I )。然后，您可以使用最终占空比 (d) 生成 PWM 波形来控制 PFC。

图 4具有 d FF 的平均电流模式控制。

由于大部分占空比是由占空比前馈生成的，因此控制环路仅稍微调整计算出的占空比。该技术有助于改善控制器环路带宽有限的应用的 THD。

交流跳周期

一般来说，轻载THD要求比重载THD要求更难满足;对于 M-CRPS 规范中 5% 负载 THD 要求尤其如此。如果 PFC 满足除 5% 负载外的所有其他 THD 要求，即使您已尝试了到目前为止提到的所有方法，交流跳周期方法也会有所帮助。

将交流周期跳跃视为一种特殊的突发模式：当负载小于预定义阈值时，PFC 进入此模式，并根据负载跳过一个或多个交流周期。换句话说，PFC 在一个或多个交流周期内关闭，并在下一个交流周期内重新开启。开启和关闭实例位于交流过零处，从而跳过整个交流周期。由于 PFC 在电流为零时开启和关闭，因此应力和电磁干扰较小。 AC 周期跳跃与传统的 PWM 脉冲跳跃突发模式不同，在传统的 PWM 脉冲跳跃突发模式中，您可以随机地跳跃 PWM 脉冲。

跳过的交流周期数与负载成反比;负载越少，跳过的交流周期就越多。图 5显示了跳过一个交流周期。通道1是交流电压，通道4是交流电流。