如何设计高压 DCM 反相电荷泵转换器

需要低电流、负高压来偏置先进驾驶员辅助系统中的传感器、声纳应用的超声波换能器以及通信设备。反激式、Cuk 和反相降压-升压转换器都是可能的解决方案，但会受到笨重变压器(反激式和 Cuk)的不利影响，或者控制器的输入电压额定值(反相降压-升压)限制其最大负电压。在本电源技巧中，我将详细介绍转换器的工作原理，该转换器将单个电感器与在不连续导通模式 (DCM) 下运行的反相电荷泵配对。与接地参考升压控制器配合使用，可以以较低的系统成本生成较大的负输出电压。

图 1 显示了简化的功率级原理图。请注意，该原理图与传统的反相降压-升压转换器不同，后者将控制器“浮动”在 V IN 和 −V OUT之间。在该转换器中，可实现的最大−V OUT 是 控制器的最大V CC减去 最大输入电压。这使得几乎不可能找到能够驱动 N 沟道场效应晶体管 (FET) 以获得 −100 V 或更高输出电压的控制器。

图 1电感驱动反相电荷泵的简化功率级

该电路的操作可分为三个区间(图 2)。在第一个时间间隔中，FET 在占空比 (d) 期间导通，这会在电感器上施加 V IN ，从而允许电流从零斜坡上升，从而存储能量。然而，在前一个周期中，C1(保持大约等于 V OUT的电压)已耗尽其多余的存储能量，从而反向偏置 D1 和 D2。这就是为什么 D1、D2 和 C1 未在此区间中显示的原因。 C2 提供所有负载电流。

在下一个时间间隔 d' 中，FET 关闭，电感器电流开始放电，导致其电压极性反转。这大大增加了节点 VFET 上的电压，允许 C1 通过 D1 充电。在此期间，电流逐渐下降，直到 D1 关闭。然而，由于 D1 的反向恢复特性，电流在最终关闭之前变为负值，此时电感电流斜率发生变化，其电压极性再次反转。

第三个间隔 d'' 是能量从 C1 转移到 C2 的时间。当 D1 停止导通时，电感器电压被钳位至 V IN， 因为 VFET 节点电压被流经 FET 体二极管的电流路径强制接地。电流流经 D2，直到 C1 和 C2 两端的电压相等，但电流继续流经 FET 的体二极管，直到电感器电流达到零。此时，电感器两端的电压崩溃并与电路寄生效应产生谐振，直到 FET 再次导通。

图 2 DCM 操作的三个阶段

图 3 详细列出了关键电压和电流波形。 DCM 操作可实现尽可能最小的电感，但峰值电流更高。 DCM 操作的电感是在最大占空比、最小 V IN 和满负载时确定的。根据控制器数据表仔细检查最大占空比，但您通常可以选择 60%-90%，否则可能会发生脉冲跳跃。较大的电感将推动操作进入连续导通模式 (CCM)，因为电流在下一个开关周期之前不会返回到零。这导致使用的电感器可能比所需的大，并且需要额外小心以防止次谐波振荡。

图3 DCM中的关键电路波形

设计方程

对于 DCM 操作，公式 1 满足涉及电感器存储能量的关系：

其中 i pk 是峰值电感电流，η 是转换器的效率。峰值电感电流等于公式 2：

根据以下两个方程，方程 3 用以下公式表示占空比 (d)：

由于 V IN 是 FET 导通时电感器两端的电压，i pk 是占空比 d 结束时的电感器电流，因此将公式 2 代入公式 3 可得出公式 4 和 5：

间隔 d' 期间的平均负载电流由等式 6 和 7 中的几何关系确定：

将公式 2 代入公式 7 得到公式 8：

该周期的剩余时间定义为 d''，即能量转移到 C2 且剩余电感器电流放电至零的时间(公式 9)：

图 4 显示了使用倍压器实现该转换器的示例原理图，该转换器允许每个功率级组件的电压应力等于全输出电压的一半。这提供了更广泛的组件可供选择。在此应用中，计算电感时假定输出电压为二分之一，但负载电流为负载电流的两倍。

图 4具有倍压器和电平移位电流镜的电感驱动反相电荷泵原理图

该转换器提供了一种小型单电感器解决方案，用于生成大负电压。此外，它还允许使用廉价的接地参考升压控制器来驱动 N 沟道 FET。