使用数字控制器在次级方面实现LLC电流模式控制

Current-Mode Control LLC注意事项

如图1所示，电感器 - 电感电容器(LLC)串行谐振电路可以在初级侧的零电压切换和次级侧的零电流切换，以提高效率并启用更高的开关频率。通常，LLC转换器使用直接频率控制，该控制器只有一个电压循环，并通过调整开关频率来稳定其输出电压。具有直接频率控制的LLC无法实现高带宽，因为LLC小信号转移函数中有一个双极在不同的负载条件下会有所不同[1] [2]。当包含所有角落条件时，直接频率控制有限责任公司的补偿器设计变得棘手且复杂。

电流模式控制可以用内部控制环消除双极，从而在所有操作条件下以简单的补偿器实现高带宽。混合滞后控制是一种结合电荷控制和坡道补偿的LLC电流模式控制的方法[3]。该方法保持了电荷控制的良好瞬态性能，但通过增加坡度补偿，可以避免在没有或轻载条件下的相关稳定性问题。来自德州仪器的UCC256404 LLC共振控制器证明了这种方法的成功。

图1 LLC串行谐振电路既可以在主侧的零电压开关和次级侧的零电流开关。

类似于脉冲宽度调制(PWM)转换器，例如BUCK和BOOST，峰值电流模式控制控制每个切换周期中的电感电流，并将内部控制循环简化为一阶系统。

在LLC转换器中，谐振油箱像秋千一样运行。高和低侧开关正在推动并拉动谐振电容器上的电压：当高侧开关打开时，谐振电容器上的电压在谐振电流呈正阳性后会向上摆动;相反，当低侧开关打开时，谐振电容器上的电压将在谐振电流变负值后向下摆动。

当高侧开关打开时，能量流入谐振转换器。如果删除输入解耦电容器，则输送到谐振罐的电源等于输入电压和输入电流的乘积的集成。如果忽略了死时间，则方程1在每个切换周期中表示能量。

在公式1中，输入电压是恒定的，并且输入电流等于谐振电流的绝对值。因此，您可以将方程式1修改为等式2。

从谐振电容器来看，谐振电流的集成与谐振电容器的电压变化成正比(方程3)。

公式4推论输送到谐振罐中的能量。

从等式4中，很明显，当高侧开关打开时，一个开关周期中传递的能量与谐振电容器的电压变化成正比。这与降压或增强转换器中的峰值电流对照非常相似，其中能量与电感器的峰值电流成正比。

LLC电流模式控制通过控制谐振电容器上的电压变化来控制每个开关周期中传递的能量，如图2所示。

图2 LLC电流模式控制原理通过控制谐振电容器上的电压变化来管理每个开关周期中传递的能量。

LLC电流模式控制与MCUS

图3显示了由TMS320F280039C C2000™32位微控制器(MCU)实现的电流模式LLC的逻辑，来自德州仪器(MCU)，其中包括基于硬件的Delta resonant sapacitor(ΔVCR)比较，脉搏生成和最大时间限制，脉搏生成和最大时间限制，脉动发电量的三角洲电压。

在LLC电流模式控制中，信号VC来自电压回路补偿器，信号VCR是谐振电容器的电压感。 C2000比较子系统模块具有内部斜坡发电机，该模块可以自动为VC提供下滑的补偿。您只需要设置坡道发生器的初始值即可;数字到分析转换器(DAC)将基于斜率设置提供倾斜的VCR限制(VC_RAMP)。比较子系统模块将VCR的模拟信号与倾斜的限制进行比较，并生成触发事件(Compare_evt)，以通过EPWM X-bar触发增强的PWM(EPWM)。

EPWM中的动作预选赛子模块从比较子系统接收了比较事件，并在每个切换周期中降低了PWM(PWMH)的高侧。然后，可配置的逻辑块然后将相同的脉冲宽度复制到PWMH变低后PWM(PWML)的低侧。 PWML变低后，可配置的逻辑块会生成同步脉冲，以将所有相关模块重置并将PWMH重置为高。该过程以新的切换周期重复。

除了比较动作外，时间群集模还限制了PWMH和PWML的最大脉冲宽度，这决定了LLC转换器的最小开关频率。如果比较事件直到计时器计数到最大设置，则时间群子模块将重置AQ子模块并撤回PWMH，从而替换了比较子系统模块的比较事件操作。

此硬件逻辑形成了内部VCR变化控制，该控制控制了每个切换周期中传递到谐振箱的能量。然后，您可以使用传统的中断服务程序来设计外电压循环补偿器，以计算和刷新VCR变化幅度为VC。

图3 LLC电流模式控制逻辑，具有C2000 MCU，信号VC来自电压环补偿器，信号VCR是谐振电容器的电压感。

实验结果

我在使用TMS320F280039C MCU的1 kW Half-Bridge LLC平台上测试了此处描述的当前模式控制方法。图4显示了在400 V输入下的电压环的Bode图和42 A载荷，证明LLC可以以50度相缘实现6 kHz的带宽。

图4具有400 V输入和42 A负载的电流模式控制LLC的Bode图。

图5比较了直接频率控制与混合滞后控制之间的负载瞬变，其400V输入和载荷瞬变从10 A到80 A的载荷瞬变，其旋转速率为2.5 A/µS。如您所见，混合滞后控制电流模式控制方法可以比传统的直接频率控制有限责任公司获得更好的负载瞬态响应。

有关更多实验测试数据和波形。

图5具有直接频率控制(A)和杂化滞后控制(B)的载荷瞬变，从10 A到80 A，在400 V DC输入下具有2.5 A/µS驱动速率。绿色是主要电流;浅蓝色是输出电压，直流耦合;紫色是输出电压，并带有交流耦合;深蓝色是输出电流。

数字电流模式控制

与直接频率控制相比，数字电流模式控制的LLC可以实现更高的控制带宽，并在负载过渡过程中保持非常低的电压变化。在N+1冗余和并行应用中，此控制方法可以将总线电压保持在热交换或保护期间的规定范围内。因此，具有此快速响应功能和数字程序能力的数据中心功率和AI服务器功率已广泛采用此控制方法。