面向超高频植入式RFID芯片的温度传感器研制

0引言

体温异常变化是恒温动物患病的常见特征,监测体温在动物医学研究和畜牧业管理中具有重要意义^[1] 。 目前,动物体温检测方法包括红外测温仪和水银体温计,但这些方法效率低且易损坏。耳标和脚环也可用于测温,但它们容易损坏且可能损伤动物组织,引发疾病。为解决这些问题 ,植入式无源射频识别(RFID)温度传感器芯片提供了一种更好的解决方案。将此RFID温度传感器芯片植入动物体皮下,不仅能进行身份识别,还能安全地检测体温。无源超高频RFID芯片通过 内部整流 电路将读写器发送的电磁波转换为芯片工作能量,因此温度传感器需要具备低功耗和高能量效率^[2]。

国内外 已经开展 了将 温度传感器嵌入 RFID的研究^[3-6] 。 目前 ,使用 的感温元件 主要有BJT、集成 电 阻 和MOS管三种类型,读出结构主要包括模/数转换器(ADC)、数字转换器(FDC)和时间数字转换器(TDC)三种。多数BJT和电 阻 型温度传感器使用ADC结构读 出温度,而 MOS型温度传感器多采用FDC和TDC结构。基于ADC 的温度传感器具有高精度和宽测温范围的优点,但功耗较高,因此不适用于无源RFID。随着无线传感器 网络 的发展,TDC和 FDC方式的温度传感器在低功耗领域将发挥更大作用。采用 FDC方案的温度传感器理论上具有更小的面积和更快的转换速率,但由于电路非线性和电压灵敏度等问题,FDC方案的测温误差通常较大^[7]。

为满足低功耗的应用需求,本文设计并实现了一款以 MOS管作为感温元件、TDC作为读 出结构 的温度传感 器,并进行了流片封装与实际验证测试。

1超高频植入式带温度感知的RFID芯片

图1为超高频植入式带温度感知的RFID芯片整体 结构 ,主要由天线、匹配 网络、射频模拟前端、数字基带和温度传感器组成。射频模拟前端包括电源管理单元、解调器、调制器、时钟电路和复位电路。

RFID标签通过天线接收和发送携带信息和能量 的电磁波信号。匹配网络实现天线与芯片之间的阻抗匹配,最大化能量传输效率。电源管理单元将 电磁波信号转换为能量,为各模块提供工作电压。解调器从电磁波信号中解调出指令信息,并发送给数字基带。调制器将数字基带的数据调制到载波,并通过天线返回给读写器。时钟和复位电路为数字基带和温度传感器提供工作时钟与复位信号。数字基带负责射频模拟前端的数据编解码与指令解析,以及控制温度传感器并转换温度数据。单次测温过程如下 :标签接收到测温指令后 ,数字基带 向温度传感器发送控制信号进行测温 ,测温完成后 ,温度传感器返 回温度数据和完成标志信号。

2温度传感器设计

2. 1温度传感器整体结构

温度传感器是一个集成了感温核心电路、温度量化电路(包含脉宽产生 电路和TDC) 的系统。其整体架构如图2所示。

感温核心电路将温度处理成与温度成正 比(Propor-tional to Absolute Temperature,PTAT)和与温度成反比(Complementary to Absolute Temperature,CTAT) 的 电压信号(VPTAT 和VCTAT) ,然后经过脉宽产生电路的电压/电流转换器转换为PTAT和CTAT电流信号(IP- TAT和 ICTAT) 。这两种电流信号进入脉宽产生电路的延时电路 , 通过电容充放电时间关系产生PTAT和CTAT延时信号。两延时信号通过异或门得到一个同时含有 PTAT和CTAT温度信息的脉宽信号(PW) 。TDC 将脉宽信号量化为数字码 ,由芯片的数字基带转换读出。当单次测温结束后 ,测温结束信号(Done)变为有效 ,关断延时电路模块,并唤醒芯片基带读取温度数据(Dout)。

2.2温度传感电路

感温核心是温度传感器感知温度信号的源头,影响着后面信号处理电路的精度和调整。其具有多种实现方式,图3所示为本文温度传感器采用 的基于亚 阈值MOS管的低功耗传感核心^[6]。

为了实现低压低功耗 ,使用0.5 V 电源电压供电 ,通过串联工作在亚 阈值区的MOS管产生VPTAT和VC- TAT。M₁和M₂ 为M₃ ~M₆ 提供合适的偏置 ,保证所有晶体管处于亚阈值区域。

图4所示的温度量化 电路^[8]将从上文介绍的感温核心获得的调制温度电压信号 V_PTAT和 V_CTAT经过延时发生器传输到时域 ,并通过TDC将脉宽信号量化为与温度相关的数字码。量化电路使用1V 电源电压供电,在CTAT (PTAT )延时发生器中 ,M_C1(M_P1 ) 晶体管和M_C2 、M_C3(M_P2 、M_P3)电流镜将电流信号传输到 C_C(C_P)电容,缓冲器作为单斜率 ADC工作。当检测到脉宽信号 PW的下降沿时,令完成信号(Done)有效,即Done=1。脉宽计数器对脉宽信号PW的脉宽进行量化,得到表征温度的数据(Dout)。表1给出了本文温度传感电路 MOS管参数。

2.3 与基带接口的时序逻辑

本文温度传感器与数字基带的接口框图如图5所示。

当芯片从阅读器接收到测温指令时,数字基带为温度传感器提供控制信号,分别包括使能信号(En)、复位信号(Re-set)和电压置位信号(Vst) ;当温度传感器完成测温后 ,向数字基带返回完成标志和温度数据,分别包括测温结束信号(Done)和温度数据(Dout)。

图6为本温度传感器对应的工作时序图。温度传感 器在未进行测温的初始状态时,En和 Reset为低电平,Vst 和 Done为高电平,将电压V_PTAT和V_CTAT拉低。当En为高电平时,开始测温。首先置 Reset和Vst为有效位,复位脉宽计数器电路的数据以及 Done信号,对电容 C_C(C_P)充电,电压V_PTAT和V_CTAT被拉高。然后Vst从0跳变为1,电容 C_C(C_P)放 电,V_PTAT和 V_CTAT电压下降,TDC对PW 进行量化。最后 ,若检测到PW的下降沿时 ,Done信号从低电平跳变为高电平 ,Dout为PW脉宽的最终量化数据 ,并将VPTAT和VCTAT拉低,使电路处于低功耗状态,以上便完成了单次测温。

2.4温度校准

本设计采用两点校准方式校准温度,两点校准在温度传感器出厂设置时完成。假设最终温度的数字码为 D_out,是增益系数 ,B是偏移。由于受工艺偏差影响 ,导致增益A和偏移 B是不确定的数值。因此每个芯片都需要进行两点校准,得到每个芯片相对应的增益 A和偏移B^[5]。

假设在 T₁和 T₂ 温度下进行校准 ,对应的数字码分别为 D_out1和 D_out2,将D_out1 和D_out2 存储到存储器 中。若所测温度 T对应的数字码为 D_out3,则数字基带进行以下计算 :Y₃ =D_out3 -D_out1和Y₂ =D_out2-D_out1 。

(1)

以上便实现了两点校准^[8]。

所设计的温度传感器的测温范围为35~45 ℃ ,其 中37~42℃为常见动物的关键体温范围,因此37~42 ℃为关键测 温 区域。为 了减小关键 区域 内 的测 温误差 ,在37℃和 42℃进行两点校准。校准步骤如下 :设置恒温箱温度为37℃ ,测量37℃时的D_out数据。当数字基带检测到测温指令后,唤醒温度传感器进行测温,完成测温后,数字基带得到37℃对应的温度数据D_out1,并将其写入存储器中。将恒温箱温度调整为42 ℃ ,重复 以上操作 ,得 到42 ℃对应 的温度数据D_out2,并将其写入存储器 中。 后续温度值计算由数字基带根据式(1) 由数字基带计算得出。

3 电路仿真

对所设计的温度传感器在多工艺角下 ,在35~45 ℃范围内逐点进行瞬态仿真,采用两点校准对得到的温度数据进行处理 ,得到温度值。图7 (a)为多工艺角下温度误差曲线。结果表明 ,测温范围35~45 ℃ 内各工艺角误差小于±0. 12 ℃。由图7(b)可知 ,功耗随温度的变化较小。传感器数字电路的功耗,即 1V 电源电压对应的平均功耗约为100nW;传感器模拟电路0.5 V 电源 电压对应的功耗约为 400nW。温度传感器 0. 5V和1. 0V 电源电压对应功耗的总和约为500nW。

前仿真结果表 明,本 文设计 的 温 度传感 器 功 耗 为500nW,测温误差为±0.12 ℃ ,满足性能指标。因此进行版图设计 ,本文温度传感器版 图基于0.18 μm 工艺进行 设计 ,如图8所示 的最终流片实测核心 电路版 图面积为298μm×261μm。

版图绘制完成后进行后仿真,图9为 TT工艺角下在35 ℃、37.5 ℃、40 ℃、42.5 ℃和45 ℃的脉宽信号PW仿真结果。仿真结果表明,脉宽随温度升高而增大,大致成线性关系。温度范 围为35~45 ℃,脉宽变化为373-66=307μs,脉宽变化率达到30.7μs/℃。

在多工艺角下 ,35~45 ℃间每隔1 ℃进行瞬态仿真所得到的10位温度数据 Dout在37 ℃和42 ℃两点校准得到的温度值以及测温误差,绘制多工艺角温度误差曲线,如图 10(a)多工艺角下温度传感器版图后仿真误差曲线所示。仿真结果表明,在 35~45℃的测温范围内,测温误差小于±0. 25℃。与前仿真结果中的测温误差小于±0. 12 ℃相比,版图后仿真的测温误差更大 ,这是寄生 电容和 电阻导致的。图10(b) 为TT工艺角下不 同温度值 的功耗 曲 线。功耗随温度的变化较小,温度传感器的数字部分功耗为445~466 nW,模拟部分功耗为110~138 nW,平均功耗约为580nW。

4流片测试

4. 1芯片封装及PCB测试板设计

芯片在实际应用于植入式测温场景时仅需引出天线连接点进行封装 ,但为 了方便测试 ,芯片 内部各部分的测试点被引出并封装 。测试用芯片封装实物 图如 图11(a)所示。根据引出 的测试点引脚 ,为芯片设计 了专用PCB测试板 ,如图11(b)所示。其 中 ,温度传感器 的测试引脚共有19个,包括电源与时序逻辑的输入测试点6个,数据和脉宽信号输出测试点13个 ,如 图11(c)所示。设计 的 PCB测试板包含外部 电源接 口、6组LDO、4组 电平转换电路、FPGA连接端口、射频模拟前端测试端口、温度传感器相关测试端口和数字基带相关测试端 口。测试板的器件布局采用将电源部分放置在底层 ,待测芯片、信号线及接口、晶振电路、天线电路放置在顶层的方法 ,既分离了电源线和信号线,又方便在测试过程中通过杜邦线连接相应的片外电源。

4.2测试环境及测试平台搭建

图12为芯片测试环境 ,测试仪器包括示波器、逻辑分析仪、FPGA开发板、计算机和恒温箱。

对芯片上 的温度传感器进行独立测试 ,使用FPGA 模拟数字基带为温度传感器提供需要的数字信号和射频模拟前端提供的时钟信号,使用逻辑分析仪读出温度传感器输出的温度数据,使用计算机显示逻辑分析仪的数据波形,以上设备使用杜邦线连接测试板的温度传感器相关测试端口 ,构成了本文温度传感器测试平台,如图13所示。

4.3测试及结果

首先,测试芯片输入到温度传感器的电源。如图14(a)所示,将芯片测试板连接天线 ,接收来 自RFID阅读器发射的UHF信号。芯片内部的射频部分将接收到的UHF 信号转换为能量,为整体芯片供电。

使用示波器测试芯片上LDO模块的电源信号 ,结果如下 :如图14(b)所示 ,0.5 V电源输入端的平均 电压为488. 6mV,最大电压为494. 0mV。如图 14(c)所示,1V 电源输入端的平均电压为990. 3mV,最大电压为998. 4mV。结果符合温度传感器电源输入设计值。

然后 ,测试时钟频率 ,时钟频率会影响到温度传感器的误差,假设测温范围为[T_min,T_max] ,D_out,max和 D_out,min对应着该范围 内数字输 出的最大值和最小值 ,则测温分辨率为:

假设时钟频率为⨍_c1k,PW的脉宽为t_PW,则数字输出为:

Dout =t_PW·⨍_c1k  (3)

假设测温范围 内的最大和最小脉宽分别为 t_PW,max和t_PW,min,则分辨率可表示为 :

因此,在测温范围内脉宽变化越大,时钟频率越高,分辨率越高。根据第3节脉宽仿真结果 ,温度范 围35~45 ℃对应的脉宽变化 为307 μs,分辨率须达 到要求 的 0. 03 ℃ ,则:

因最低时钟频率要求为1.09 MHz,为了与RFID系统时钟相适应,时钟频率选择为1. 92MHz。

使用示波器验证 时钟频率 ,结果如 图15(a) 所示 , FPGA输出频率为1.92 MHz的时钟信号 ,符合设计要求。使用逻辑分析仪验证En、Rst、Vst信号时序 ,结果如 图15(b)所示 ,符合设计要求。所需信号时序逻辑正确 , 可以进行恒温箱实际温度验证测试。

将测试板置于恒温箱内 ,连接FPGA和逻辑分析仪 ,并将逻辑分析仪与计算机连接。由于需要对整体RFID 芯片上的温度传感器部分进行独立测试,需排除芯片内部数字基带部分的影响 ,因此在 37℃和 42℃进行手动两点 校准。步骤如下 :① 设置恒温箱温度分别 为 37℃ 和 42 ℃ ;②分别测量两温度点下的Dout 数据 ;③每个温度点重复测量16次,取得平均温度码并转换为十进制,作为温度校准基准码。校准及温度值计算方法如上文所述,最终测试的 3颗芯片误差结果如图16所示。

由图16中3颗芯片的温度误差 曲线可知 ,本文设计的温度传感器最大测温误差为 ±0.4 ℃ ,略高于仿真结果。关键温区的最大误差为±0. 2 ℃,流片实测结果大致符合预期 目标 ,能满足体温检测的要求。在35~45 ℃范围内 ,使用高精度数字万用表进行了功耗 电流测试 ,结果显示 ,在 0. 5V 电源下测得的平均电流为268nA,1V 电源下测得的平均 电流为491 nA。最终测得 的总功耗为623nW。其中 ,0. 5V 电源的功耗为132nW,1V 电源的功耗为 491nW。表 2对比了相关参考文献的温度传感器性能。

5测试结果讨论与芯片改进方案

在表 2的性能对比中,本文的温度传感器实测功耗大于参考文献[10] 和参考文献[11] ,主要有两点原 因。首先,本文的时间数字转换器(TDC)采用纯模拟器件设计实现。这种设计方式可能无法达到最低功耗,并且容易受到噪声等外界干扰。其次,为了降低测温偏差,设定16次测温的量化平 均值作 为最终结果输出 ,这也导致了功耗偏大。

通过本次流片测试发现 ,设计的温度传感器在精度、功耗和面积上仍有较大的提升空间。针对这些问题,未来的时间数字转换器迭代方 向将是全数字器件时间数字转 换器 ,可以充分发挥数字 电路在稳定性和鲁棒性方面的优势。

尽管当前感温核心电路结构简单 ,但 由于PTAT和CTAT电压的幅值和变化率较小,需要接入放大器来提高输出电压。为此,提出了一种新型的 自放大输出电压感温电路方案 ,如图17所示。

M_nP1 ~M_nP4 工作在亚阈值区域 ,且流经M_nP1 的电流是M_nP3 和M_nP4 电流的 2倍,V_PTAT计算式为 :

因此产生VPTAT 的条件为 :

2(W/L)_nP2 ·(W/L)_nP4 >(W/L)_nP1·(W/L)_nP3  (7)

V_CTAT类似V_PTAT进行分析 ,流经M_nC1 的电流分别是M_nC3和M_nC4 的2倍、M_nC5和M_nC6 的3倍、M_nC7和M_nC8 的4倍,因此V_CTAT表示为:

VCTAT=VDD - [(Vgs,nC1 -Vgs,nC2) + (Vgs,nC3 -Vgs,nC4) +(Vgs,nC5 -Vgs,nC6) + (Vgs,nC7 -Vgs,nC8)]

因此,产生V_CTAT 的条件为 :

2×3×4(W/L)_nC2 ·(W/L)_nC4 ·(W/L)_nC6 ·(W/L)_nC8>(W/L)_nC1 ·(W/L)_nC3 ·(W/L)_nC5 ·(W/L)_nC7 (9)

根据上述原理合理配置MOS管宽长 比 ,在电源电压为 0. 5V下对此感温核心电路进行直流温度特性仿真,温度范围为 35~45 ℃。V_PTAT和V_CTAT分别呈现出 PTAT和CTAT特性。VPTAT随温度的变化率为1. 1317mV/℃,V_CTAT 随温度的变化率为 0. 7129mV/℃,大于原有结构V_PTAT 随温度的变化率 0. 0439mV/℃和 V_CTAT随温度的变化率为 0. 0536mV/℃,PTAT和 CTAT电压的幅值和变化率量级提升明显,其具体结构仍在研究完善中。

未来 ,通过引入全数字TDC和上述新型感温核心电路结构 ,有望进一步改善本文温度传感器的不足 ,提升精度 ,降低功耗和芯片面积。

6结论

本文面向超高频植入式 RFID芯片设计了一款温度传感器,核心电路面积为 298μm×261μm,采用 MOS管作为感温元件,TDC作为读出结构降低了功耗 ,基于0.18μmCMOS混合工艺进行 了流片 ,并为芯片设计 了专用PCB 测试板。实际测试结果表 明 ,该温度传感器测温误差为 ±0. 4℃ ,关键温区37~42 ℃最大误差为±0.2 ℃ ,功耗为623nW,满足超高频植入式带温度感知RFID芯片 的应用需求。本温度传感器在精度、功耗和面积上仍有提升空间 ,因此针对实际测试结果表现的局限性 ,提出了新型感温电路结构方案和全数字 TDC的改进方向。

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2025年第1期第8篇