电路配置通盘考量应用

有很多电子产品需要扁平(Low-profile)而小型的交流对直流(AC-DC)电源设计，例如平面显示器、机架式电脑设备、电信及航空的底盘安装式设备等。然而，即使对一个相当有经验的电源设计人员来说，要在一个扁平且体积小的器件内实现最大化的AC-DC电源效率，也不是一件容易的事;更何况在给定时间内，这类设备须为负载提供数百瓦的功率，因而带来更大的设计挑战。

　　举例来说，1U机架式应用中采用的典型12伏特(V)、300瓦(W)电源有尺寸上的限制，最大高度不得超过1.75寸(44.45毫米)，并要包含一个或多个风扇以进行强制空气冷却。但对于高度限制小于1U的系统，强制空气冷却也许不可行，这意味着必须采用成本高昂且表面积大的薄型散热器来实现散热管理。因此，最大效率的AC-DC电源设计显得非常重要，因为其对缩小散热器的尺寸与成本、提高设计的整体可靠性有直接影响。

　　助力AC-DC电源设计　BCM/CCM PFC各有妙用

　　在大多数功率位准工作的情况下，AC-DC电源需要某些类型的主动式功率因数校正器(PFC)。不过，是否需要PFC，必须取决于几个考量，包括功率位准、终端应用、设备类型和地理位置等;此外，通常还须符合EN6100-3-2或IEEE 519等规范的要求才能决定。

　　对于AC-DC电源设计，一般会把一个非隔离且离线的升压预调节器(Pre-regulator)当作PFC使用，其中，直流输出电压做为下游隔离直流对直流(DC-DC)转换器的输入。由于这两个转换器是彼此串连的，故总体系统效率ηSYS将是每个转换器效率的乘积：

¨¨¨¨方程式1

　　由方程式1可见，在选择最佳电源拓扑及两个转换器的控制技术时，必须要谨慎且全面考虑，其中有两种PFC控制技术，第一种具有许多高效特性的系统解决方案是结合交错式双边界导通模式(BCM)PFC，另一种则为连续导通模式(CCM)PFC。

　　以BCM PFC模式而言，须搭配一个非对称半桥(AHB)隔离式DC-DC转换器，其须用到一个带有自驱动(Self-driven)同步整流器(Synchronous Rectifier, SR)的倍流整流器次级端(Current Doubler Rectifier Secondary)。特别是对于300瓦～1仟瓦(kW)范围的PFC来说，应考虑选择BCM PFC，因为在相似的功率位准下，BCM PFC的效率高于CCM PFC控制技术。其以一种可变频率控制演算法为基础，在这种演算法中，两个PFC升压功率级彼此有同步180度的异相。

　　此外，由于BCM PFC具备有效的电感涟波电流消除，电磁干扰(EMI)滤波器和PFC输出电容中常见的高峰值电流得以减小，并使输出PFC大电容受益于涟波电流消除，进而让流经等效串连电阻(ESR)的交流RMS电流减小。不仅如此，由于升压金属氧化物半导体场效电晶体(MOSFET)在依赖交流线的零电压开关(ZVS)下关断，并在零电流开关(ZCS)下导通，故可进一步提高效率，而对于350瓦的交错式BCM PFC设计，则可去掉MOSFET散热器，如图1所示。

　　图1 12伏特、300瓦的小型通用AC-DC电源

　　另一方面，CCM PFC设计中使用的升压MOSFET则易受与频率相关的开关损耗的影响，而开关损耗与输入电流及线电压成比例。藉由在零电流时关断交错式BCM升压二极体，可避免反向恢复损耗，因而可以使用成本低廉的快速恢复整流二极体，而且在某些情况下不须搭载散热器。

　　不过，对于CCM PFC设计，反向恢复损耗是无可避免的，为解决此一问题，通常会在二极体两端采用RC缓冲器(但这样做会降低效率)，或者是采用较高性能的碳化矽二极体(会增加相关成本)。

　　 [!--empirenews.page--]打造隔离式DC-DC转换器　LLC/AHB拓扑广获青睐

　　在整个AC-DC电源设计中，隔离式DC-DC转换器设计是一个重要环节，而半桥则是针对此设计一个很好的拓扑选择，因为它有两个互补驱动的初级端MOSFET，且最大汲极源极电压(Drain-to-source Voltage)受限于所加的直流输入电压。其中，半桥拓扑有两种衍生产品，即半桥谐振(LLC)和AHB，两种都已被广为采用，部分原因是因为可取得专用于这些拓扑的功率管理控制IC。

　　首先，LLC藉由可变频率控制技术，利用与功率级设计相关的寄生元素来实现ZVS切换。不过，由于经调节的直流输出只使用电容滤波，这种拓扑最适合的是输出涟波较低、输出电压较高的应用，对于离线DC-DC应用，一般规则是当输出电压大于12伏特直流电时，最好选择LLC。

　　另外，对于300瓦、12伏特DC-DC转换器，AHB则成为一种高效率的选择，其采用固定式的频率控制方法，由于初级电流决定于变压器的初级电压，故可为两个初级MOSFET的ZVS提供必要条件。同时，利用AHB实现ZVS能力的前提类似于LLC，也须取决于对电路寄生元素的透彻了解，例如变压器漏电感、绕组电容(Winding Capacitance)和分立式功率器件的结电容等。

　　运用固定频率方案简化SR工作

　　相较于LLC控制中采用的可变频率控制方法，固定频率方案可以大幅简化次级端自驱动SR的工作，使其闸极驱动电压很容易由变压器次级端推算出来。此时增加一个低端MOSFET驱动器，如图2所示的双路4安培(A)FAN3224驱动器，就可以精确给出流经MOSFET米勒平坦区的电平转换和高峰值驱动电流，从而确保快速高效的SR开关转换。

　　图2 带倍流整流器的自驱动同步整流(SR)示意图

　　图2的倍流整流器可用于任何双端电源拓扑和大DC电流应用，它具有好几个突出的特性。第一，其次级端由一单一绕组构成，可简化变压器的结构。其次，由于所需的输出电感被分配在两个电感器上，故大电流流入次级端而产生的功耗会得到更有效的分布。第三，作为工作周期(D)的函数，两个电感涟波电流彼此抵消后，两个电感电流将拥有相当于两倍开关频率的视频率(Apparent Frequency)，故可允许更高的频率，且流入输出电感的峰值电流更低。

　　最后，在对称转换器(推挽式、半桥、全桥)中，每一个倍流电感都可携带一半的输出电流，而AHB则不尽然，且加在次级端整流器上的非对称电压也可能是AHB的缺点之一。当AHB在其限值工作周期为0.5附近工作时，载入的SR电压几乎可达到匹配。

　　然而，更合理的方案是通过对变压器的匝数比进行设计，使工作周期在额定工作期间保持在0.25<工作周期<0.35的特定范围内。当工作周期在此范围内时，如图2所示，Q1和Q2之间的电压应力，以及载入L1和L2两端的电压会变得不均衡，导致L1和L2之间的电流分布不均匀，必须考虑到每一个SR MOSFET的额定电压。

　　有鉴于此，可以采用电感值不相等的L1和L2，以及额定电压不同的SR MOSFET来优化设计，而变压器的匝数比也可以是非对称的;只不过，使用这些技术须对所有工作条件下的电路行为有深入的了解。

　　材料/元件细评估　效率/尺寸可兼顾

　　值得注意的是，表1所示的规格可说明上述解决方案的可行性，但是须采用一个交错式双BCM PFC升压预调节器来满足此一设计，预调节器之后是一个带自驱动SR的非对称半桥DC-DC转换器，如图1所示。

　　其实，表1的规格是对AC-DC电源设计要求的简单结论，主要设计目标包括尽可能在宽范围内获得最大的效率，并实现最小型的电源设计及散热器尺寸。若要在宽负载范围内获得最大的效率，须对每一个功率级的材料和元件选择进行仔细的考虑，尤其是在磁性设计方面，由于交错式BCM PFC的频率可能高达数百kHz，且变化多达10：1，故升压电感必须是客制化设计的。[!--empirenews.page--]举例来说，采用适当等级的等效多股绞合线(Litz Wire)可减小交流损耗，而交流损耗正是BCM PFC升压电感中铜损耗的主要部分。因此，应该采用适合高频工作的间隙(Gapped)铁氧体材料，如选择EPCOS公司的N87材料制作薄而扁平的EFD30铁氧体磁芯组，其测得的PFC效率如图3所示。

　　图3 AC-DC电源设计搭载交错式BCM PFC测得的效率(100%=330瓦)

　　对于300瓦的扁平型AHB变压器，一种解决方案是采用两个水平磁芯的结构，包括初级端绕组以串连方式连接;次级端绕组以并连方式连接。不过，该方案必须使用两个变压器，因为每个磁芯的横截面积(Ae)差不多是避免饱和所必需的150平方毫米的一半，而要在一个高不到20毫米的小型元件上设计出横截面积为150平方毫米的传统形状磁芯，是一件不可能的事情。因此，类似于BCM PFC电感设计，该方案也采用绞合线和高频铁氧体磁芯材料来保持高效率。

　　最后一个重要设计步骤是把AHB变压器中的漏电感量控制在允许范围内，对于ZVS的要求，需要某些特定的漏电感值;而对于自驱动SR，则需要调节时序延迟。在本设计中因变压器产生的有效泄漏被优化为7μH，也就是总体有效磁性电感的1.5%，300瓦AHB DC-DC转换器测得的效率结果如图4所示。

　　图4 AHB 390伏特到12伏特/25安培DC-DC测得的效率(100%=300瓦)

　　降低导通损耗成关键　BCM/AHB控制器助阵

　　以图4测得的满负载效率而言，主要由转换器功率级的导通损耗来决定，因此，在这些条件下，几乎没有一种控制器可提供帮助。不过，要保持较高的轻载效率，倒有好几种控制器技术可以考虑。例如快捷(Fairchild)半导体推出的一款交错式双BCM PFC控制器FAN9612，其利用一个内部固定的最大频率箝制来限制轻载下和AC输入电压过零点附近的与频率相关的输出电容(Coss)MOSFET开关损耗。

　　值得注意的是，在AC线电压部分输入电压(VIN)>输出电压(VOUT)的二分之一期间，也可采用谷底开关技术(Valley-switching Technique)来感测最佳的MOSFET导通时间，进一步降低输出电容的电容性开关损耗;而当VIN 此外，FAN9612还导入一种自动相位管理功能，进一步提高轻载效率。这种功能可把双通道工作降至单通道工作模式，而相位管理则有助于提高轻载效率的效益，如图3所示，在10%<20%時，效率曲線看起來更加平坦。加上單通道工作模式可把開關損耗對輕載效率的影響降至最低，如圖5所示，交錯式pfc在相位管理期間具有保持同步的能力。左圖記錄的是當負載從0提高到19%(64瓦)，單通道轉換到雙通道工作模式時的情況。右圖記錄的則是負載從滿載降至12%(42瓦)時，雙通道轉換到單通道工作模式時的情況。 <20%時，效率曲線看起來更加平坦。加上單通道工作模式可把開關損耗對輕載效率的影響降至最低，如圖5所示，交錯式pfc在相位管理期間具有保持同步的能力。左圖記錄的是當負載從0提高到19%(64瓦)，單通道轉換到雙通道工作模式時的情況。右圖記錄的則是負載從滿載降至12%(42瓦)時，雙通道轉換到單通道工作模式時的情況。>

　　图5 PFC相位管理比较图

　　另一方面，AHB隔离式DC-DC转换器的实现方案可采用AHB控制器FSFA2100来实现。举例来说，导入FSFA2100于单一的九脚功率半导体系统封装(SiP)中，其能整合脉冲宽度调变(PWM)控制、闸极驱动功能及内部功率MOSFET等功能。此种先进的整合度让设计人员可藉由较少的外部元件，进一步获得高达420瓦的极高效率。

　　值得注意的是，把这三大关键功能整合在单一封装中，可避免对ZVS所需死区时间(Dead Time)的可编程设计任务，并把内部驱动器与MOSFET之间的闸极驱动寄生电感减至最小。不过，SiP功率封装中的功耗大部分源于内部MOSFET的开关，因此需要一个扁平的挤压式散热器，尤其是对无强制空气冷却的300瓦设计，更是如此。[!--empirenews.page--]设计环节紧密扣连　高效率AC-DC电源诞生

　　总体而言，以本文所举的设计案例，AC-DC的整体系统包括输入EMI滤波器、桥式整流器、交错式BCM PFC和AHB隔离式DC-DC转换器，所获得的总体效率如图6所示。在Vin=120伏特交流电(VAC)时，该设计的峰值效率为91%;Vin=230伏特交流电时为92%;Vin=120VAC或230VAC，以及POUT>38%(114瓦)时，大于90%。

　　图6 AC-DC电源总体系统效率

　　其中，包括磁性元件设计、功率半导体选择、印刷电路板(PCB)布局、散热器选择及控制器特性等所有条件都必须协同工作，才能成功实现一个在大负载范围内可获得高效率的扁平且小型AC-DC电源设计。