AC/DC开关稳压电源应用电路图

9.1.7 1.2W非隔离双输出电源应用电路

1.设计特点

图9-11所示的双输出电源电路具有通用输入电压范围，稳压精度在7V输出时为 ± 8%，-5V输出时为 ±5%(包括线电压、负载变化和容差);带温度补偿;待机功耗低，230V、50mW输出时小于300mW;满足CISPR-22/EN55022B传导EMI限制并有10dB以上的裕量。

2.工作原理

在图9-11所示电路中，R7是阻燃熔断型电阻，在发生故障时起保险丝作用。VD1对交流输入进行整流，C1和C2提供滤波，并且和L1一起构成.型滤波。这种滤波和LinkSwitch-TN(U1)一起提供充足的EMI裕量。在每一个使能开关周期，U1内部的MOSFET导通，使通过L2和C5的电流线性上升。一旦达到内部限流点，MOSFET关断，电感电流通过VD2、C5和C6续流。

通过调整使能和关断周期的比例来实现稳压。一旦进入反馈引脚(FB)的电流超过49μA，就会跳过一个周期。由于这个电流是在1.65V电压时指定的，因此可将这个脚作为一个参考使用。调整R1、R2的阻值，可将C5、C6两端的电压设置为12V。

–5V输出用VD4作参考，通过VT2来稳压。R3设置一个大约为2mA的固定电流，对齐纳二极管VD4进行偏置，从而减小VD4上的电压变化，因此当负载变化时也可以减小– 5V输出的变化。

电阻R4在输出短路的情况下通过限制集电极电流来保护VT2，而R5在 –5V输出空载时维持稳压。尽量将VT1和VT2靠近放置，以跟踪UBE的压降，从而减小输出电压随温度的变化。

这种电路在负载范围限定的应用当中能够很好地工作，可以降低采用线性稳压器方案所带来的效率方面的影响。

3.设计要点

①二极管VD2必须是超快速恢复型，图9-11中选用的MURS160T3G的恢复时间是25ns，稍慢的超快速恢复二极管(不大于50ns)也可以使用，但效率可能降低。VD4应该选择低测试电流的齐纳二极管。管子的初始容差直接影响输出容差，在包括线电压和负载改变的情况下，2%的齐纳二极管可以得到± 5%的稳压。VD4的温度系数是–0.8mV/°C，当温度在0～50°C的范围内变化时，需要增加额外 ±0.4%的变化。为使7V输出精度更高，R1和R2应该用1%精度的元件。假负载R5和R6只有在空载稳压有要求时才需要。

②对于AC230V的应用，可以将C1和C2的容量减小到2.2μF，具体由差模浪涌和EMI的要求来决定。对于100/115VAC的应用，可以将C1和C2的电压降到200V额定电压。

③为了使VT1正确工作，选择R5的阻值以使空载时流过1mA的电流。R4的最大阻值要加以限制，使得VT2上的压降至少为1V。这确保5V输出在满载时VT2在线性范围内工作。

9.1.8 35W反激式开关电源应用电路

图9-12所示的电源电路是一种通用的反激式电源电路，输出功率为35W，采用了TOP258PN器件。交流输入经整流(VD1～VD4)、滤波(C4)后连接到初级侧功率元件(T1和U1)上。EMI滤波由元件R1、R2、C3、L1、C7和C11提供。热敏电阻RT1在交流上电时可以限制浪涌电流。电阻R3和R4将额定欠压(UV)锁定和过压(OV)关断分别限制在103V和450V。欠压锁定可防止电源在低压下出现过热情况，并可消除在通电和断电时的电压扰动。过压关断可防止电源出现输入浪涌情况。

齐纳二极管VD10和电阻R5形成了一个可选的锁存输出过压保护(OVP)电路。输出端电压的增加同时也会导致C10上的偏置绕组输出端电压的增加，齐纳二极管VD10将击穿，电流将流入U1的多功能引脚(M)，从而启动迟滞过压关断保护功能，关断锁存与否取决于R5的阻值。

对于极低的功率水平，U1以多周期调制模式进行工作，以达到高的效率，从而降低空载和待机时的功率水平。由于U1具有700V

BVDSS的击穿电压，因此可选择变压器匝数比，从而在12V的输出上选用低成本的60V肖特基二极管(VD7)。输出电压反馈来自两路输出以实现更好的交调稳压。电容C19和电阻R14形成相位提升网络，提供额外的相位裕量，以确保稳定的工作电压和改善的瞬态响应。反馈电流通过U2馈入到U1的控制引脚，这样可以确定占空比，从而提供输出稳压。

二极管VD1和VD3应为快速二极管，以实现更好的EMI性能。如果需要锁存过压保护功能，则应将R5的阻值降低到20Ω。将RCD钳位(R6、R7、C6和VD5)设计为正常工作模式，使轻载时的效率达到最高。齐纳二极管VD9提供预设的最大钳位电压，通常在出现负载瞬变或过载时导通。

次级侧缓冲器(R11、C12、R12和C16)可用于降低高频次级二极管振荡和改善高频传导EMI。二级滤波器(L2/C15和L3/C18)将各输出电压的输出噪音和纹波降低到-1%以下。在三线制输入的系统中，可将Y电容放置在相线/中线与地线之间，以降低共模EMI。软启动电容C20确保在启动时无输出过冲。启动后，二极管VD12将此电容隔离在反馈环路之外。电阻R16为此电容放电到5V负载提供了路径。在5V输出电压有负载而同时12V输出无负载的情况下，电阻R19和VD11可提高交调稳压。

图9-12 35W反激式开关电源电路[!--empirenews.page--]

9.1.9 5V/0.8A精密开关电源应用电路

由TOP221Y构成的隔离式5V/0.8A开关电源电路如图9-13所示，该电源的特性如下。

① 直流输出电路采用了LC滤波电路，有效地消除了次级电路中的高频干扰信号。

② 交流输入电压范围为85～265V(47 ～ 440Hz)。

③ 直流输出为5V/0.8A，纹波小于50mV。

④ 该电源具有约1%的电压调整率和负载调整率，整机效率可达70%以上。

⑤ 工作温度范围为0 ～ 75℃。

交流输入电压经C1和L1组成的EMI滤波器抑制电磁噪声后，进入整流电路。由于TOP221Y具有频率抖动特性，可有效抑制噪声干扰，因而在小功率开关电源中只需简单的EMI滤波器并采用合理的接地技术，即可符合有关电磁兼容性要求。DB1为整流电路，这里选用快恢复特性的整流桥2KPB06M，整流后的脉动直流电压经C1滤波后，提供给TOP221开关调制电路。

高频变压器的次级绕组有两个，一个是主绕组，它提供电源的主能量，高频电压经快速二极管SB540整流后由滤波电容C4、C5滤波，再经L2组成低通滤波器向负载输出。L2主要用于抑制高频噪声向负载输出，以防止负载受其干扰。输出端的电解电容C6可降低输出的交流纹波系数，它主要用于降低直流输出电压的交流纹波。

另一个次级绕组组成反馈电压绕组，其输出电压由二极管整流后加在光敏管两端，输出的反馈电压加在光耦中二极管的正极上，电阻R5和稳压管U3组成基准电压源。为光耦提供基准电压。这样光耦中二极管的发光强度是由输出电压控制的，基准电压经光耦耦合到TOP221的控制端，从而实现脉宽的可控，达到稳压目的。电阻R6和C2是控制环路的补偿元件。

9.1.10 4W、5V开关型稳压电源应用电路

图9-14所示的电路可将90 ～ 264V的50/60Hz交流电压变换为 ± 5V直流输出电压，精度优于 ±3%，输出功率为4W，最大输出电流可达0.8A，典型变换效率为70%。在图9-14中，C1、L1构成一个EMI滤波器，DB1和C2对交流输入电压进行整流滤波，VD1和VD2用于消除变压器漏感引起的尖峰电压，U1是一个内置MOSFET的PWM控制器(TOP210PF1，它控制整个电路的工作)。R2和R3是取样电阻，它们和U2、U3一起对输出电压进行反馈控制，以确保负载变化时输出电压稳定。VD3和C3是次级整流滤波电路，L2和C4对输出电压进一步滤波以便降低输出纹波电压。

本电路装配时需特别注意散热和隔离问题。U1、T1、VD3为发热器件，布局时要与其他元件相隔一定距离。U1的6个引脚(①～③、⑥～⑧)要和输入端大面积地可靠连接，并利用它散热。输入和输出两侧的元件要以变压器T1和光耦U2为轴线分两边布局，中间留足空间以确保输入、输出间对隔离电压的设计要求。图中电解电容器最好使用低阻抗宽温型开关电源专用电容，以获得最佳性能。C8、C9为Y2型安全电容。