开关电源设计原理及全过程(一)

一、概论

开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间

电源有如人体的心脏，是所有电设备的动力。但电源却不像心脏那样形式单一。因为，标志电源特性的参数有功率、电源、频率、噪声及带载时参数的变化等等;在同一参数要求下，又有体积、重量、形态、效率、可靠性等指标，人可按此去"塑造"和完美电源，因此电源的形式是极多的。

随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。

一般电力要经过转换才能符合使用的需要。转换的例子有：交流转换成直流，高电压变成低电压，大功率中取小功率等等。

开关电源的工作原理是：

1.交流电源输入经整流滤波成直流;

2.通过高频PWM(脉冲宽度调制)信号控制开关管，将那个直流加到开关变压器初级上;

3.开关变压器次级感应出高频电压，经整流滤波供给负载;

4.输出部分通过一定的电路反馈给控制电路，控制PWM占空比，以达到稳定输出的目的。

开关电源设计全过程

1 目的

希望以简短的篇幅，将公司目前设计的流程做介绍，若有介绍不当之处，请不吝指教。

2 设计步骤：

2.1 绘线路图、PCB Layout.

2.2 变压器计算。

2.3 零件选用。

2.4 设计验证。

3 设计流程介绍(以DA-14B33为例)：

3.1 线路图、PCB Layout请参考资识库中说明。

3.2 变压器计算：

变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的，以下即就DA-14B33变压器做介绍。

3.2.1 决定变压器的材质及尺寸：

依据变压器计算公式

B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)

Lp = 一次侧电感值(uH)

Ip = 一次侧峰值电流(A)

Np = 一次侧(主线圈)圈数

Ae = 铁心截面积(cm2)

B(max)依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss,设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss之间，若所设计的power为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae越高，所以可以做较大瓦数的Power.

3.2.2 决定一次侧滤波电容：

滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power,但相对价格亦较高。

3.2.3 决定变压器线径及线数：

当变压器决定後，变压器的Bobbin即可决定，依据Bobbin的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温昇记录为准。

3.2.4 决定Duty cycle (工作周期)：

由以下公式可决定Duty cycle ,Duty cycle的设计一般以50%为基准，Duty cycle若超过50%易导致振荡的发生。

NS = 二次侧圈数

NP = 一次侧圈数

Vo = 输出电压

VD= 二极体顺向电压

Vin(min) = 滤波电容上的谷点电压

D =工作周期(Duty cycle)

3.2.5 决定Ip值：

Ip = 一次侧峰值电流

Iav = 一次侧平均电流

Pout = 输出瓦数

效率

PWM震荡频率

3.2.6 决定辅助电源的圈数：

依据变压器的圈比关系，可决定辅助电源的圈数及电压。

3.2.7 决定MOSFET及二次侧二极体的Stress(应力)：

依据变压器的圈比关系，可以初步计算出变压器的应力(Stress)是否符合选用零件的规格，计算时以输入电压264V(电容器上为380V)为基准。

3.2.8 其它：

若输出电压为5V以下，且必须使用TL431而非TL432时，须考虑多一组绕组提供Photo coupler及TL431使用。

3.2.9 将所得资料代入 公式中，如此可得出B(max)，若B(max)值太高或太低则参数必须重新调整。

3.2.10 DA-14B33变压器计算：

输出瓦数13.2W(3.3V/4A)，Core = EI-28,可绕面积(槽宽)=10mm,Margin Tape =? 2.8mm(每边)，剩余可绕面积=4.4mm.

假设fT = 45 KHz ,Vin(min)=90V,? =0.7,P.F.=0.5(cosθ)，Lp=1600 Uh

计算式：

变压器材质及尺寸：l

由以上假设可知材质为PC-40,尺寸=EI-28,Ae=0.86cm2,可绕面积(槽宽)=10mm,因Margin Tape使用2.8mm,所以剩余可绕面积为4.4mm.

假设滤波电容使用47uF/400V,Vin(min)暂定90V.[!--empirenews.page--]

决定变压器的线径及线数：

假设NP使用0.32ψ的线

电流密度=

可绕圈数=

假设Secondary使用0.35ψ的线

电流密度=

假设使用4P,则

电流密度=

可绕圈数=

决定Dutyl cycle:

假设Np=44T,Ns=2T,VD=0.5(使用schottky Diode)

决定Ip值：

决定辅助电源的圈数：

假设辅助电源=12V

NA1=6.3圈

假设使用0.23ψ的线

可绕圈数=

若NA1=6Tx2P,则辅助电源=11.4V

决定MOSFET及二次侧二极体的Stress(应力)：

MOSFET(Q1) =最高输入电压(380V)+ =

=463.6V

Diode(D5)=输出电压(Vo)+ x最高输入电压(380V)=

=20.57V

Diode(D4)=

= =41.4V

其它：

因为输出为3.3V,而TL431的Vref值为2.5V,若再加上photo coupler上的压降约1.2V,将使得输出电压无法推动Photo coupler及TL431,所以必须另外增加一组线圈提供回授路径所需的电压。

假设NA2 = 4T使用0.35ψ线，则

可绕圈数= ,所以可将NA2定为4Tx2P

变压器的接线图：

3.3 零件选用：

零件位置(标注)请参考线路图： (DA-14B33 Schematic)

3.3.1 FS1:

由变压器计算得到Iin值，以此Iin值(0.42A)可知使用公司共用料2A/250V,设计时亦须考虑Pin(max)时的Iin是否会超过保险丝的额定值。

3.3.2 TR1(热敏电阻)：

电源启动的瞬间，由於C1(一次侧滤波电容)短路，导致Iin电流很大，虽然时间很短暂，但亦可能对Power产生伤害，所以必须在滤波电容之前加装一个热敏电阻，以限制开机瞬间Iin在Spec之内(115V/30A,230V/60A)，但因热敏电阻亦会消耗功率，所以不可放太大的阻值(否则会影响效率)，一般使用SCK053(3A/5Ω)，若C1电容使用较大的值，则必须考虑将热敏电阻的阻值变大(一般使用在大瓦数的Power上)。

3.3.3 VDR1(突波吸收器)：

当雷极发生时，可能会损坏零件，进而影响Power的正常动作，所以必须在靠AC输入端 (Fuse之後)，加上突波吸收器来保护Power(一般常用07D471K)，但若有价格上的考量，可先忽略不装。

3.3.4 CY1,CY2(Y-Cap)：

Y-Cap一般可分为Y1及Y2电容，若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap , AC Input若为2Pin(只有L,N)一般使用Y1-Cap,Y1与Y2的差异，除了价格外(Y1较昂贵)，绝缘等级及耐压亦不同(Y1称为双重绝缘，绝缘耐压约为Y2的两倍，且在电容的本体上会有"回"符号或注明Y1)，此电路因为有FG所以使用Y2-Cap,Y-Cap会影响EMI特性，一般而言越大越好，但须考虑漏电及价格问题，漏电(Leakage Current )必须符合安规须求(3Pin公司标准为750uA max)。

3.3.5 CX1(X-Cap)、RX1:

X-Cap为防制EMI零件，EMI可分为Conduction及Radiation两部分，Conduction规范一般可分为： FCC Part 15J Class B 、 CISPR 22(EN55022) Class B 两种 , FCC测试频率在450K~30MHz,CISPR 22测试频率在150K~30MHz, Conduction可在厂内以频谱分析仪验证，Radiation 则必须到实验室验证，X-Cap 一般对低频段(150K ~ 数M之间)的EMI防制有效，一般而言X-Cap愈大，EMI防制效果愈好(但价格愈高)，若X-Cap在0.22uf以上(包含0.22uf)，安规规定必须要有泄放电阻(RX1,一般为1.2MΩ 1/4W)。

3.3.6 LF1(Common Choke)：

EMI防制零件，主要影响Conduction 的中、低频段，设计时必须同时考虑EMI特性及温昇，以同样尺寸的Common Choke而言，线圈数愈多(相对的线径愈细)，EMI防制效果愈好，但温昇可能较高。

3.3.7 BD1(整流二极体)：

将AC电源以全波整流的方式转换为DC,由变压器所计算出的Iin值，可知只要使用1A/600V的整流二极体，因为是全波整流所以耐压只要600V即可。

3.3.8 C1(滤波电容)：

由C1的大小(电容值)可决定变压器计算中的Vin(min)值，电容量愈大，Vin(min)愈高但价格亦愈高，此部分可在电路中实际验证Vin(min)是否正确，若AC Input 范围在90V~132V (Vc1 电压最高约190V)，可使用耐压200V的电容;若AC Input 范围在90V~264V(或180V~264V)，因Vc1电压最高约380V,所以必须使用耐压400V的电容。

Re:开关电方设计?过祘

3.3.9 D2(辅助电源二极体)：

整流二极体，一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V)，两者主要差异：

1. 耐压不同(在此处使用差异无所谓)

2. VF不同(FR105=1.2V,BYT42M=1.4V)

3.3.10 R10(辅助电源电阻)：

主要用於调整PWM IC的VCC电压，以目前使用的3843而言，设计时VCC必须大於8.4V(Min. Load时)，但为考虑输出短路的情况，VCC电压不可设计的太高，以免当输出短路时不保护(或输入瓦数过大)。

3.3.11 C7(滤波电容)：

辅助电源的滤波电容，提供PWM IC较稳定的直流电压，一般使用100uf/25V电容。

3.3.12 Z1(Zener 二极体)：

当回授失效时的保护电路，回授失效时输出电压冲高，辅助电源电压相对提高，此时若没有保护电路，可能会造成零件损坏，若在3843 VCC与3843 Pin3脚之间加一个Zener Diode,当回授失效时Zener Diode会崩溃，使得Pin3脚提前到达1V,以此可限制输出电压，达到保护零件的目的。Z1值的大小取决於辅助电源的高低，Z1的决定亦须考虑是否超过Q1的VGS耐压值，原则上使用公司的现有料(一般使用1/2W即可)。

3.3.13 R2(启动电阻)：

提供3843第一次启动的路径，第一次启动时透过R2对C7充电，以提供3843 VCC所需的电压，R2阻值较大时，turn on的时间较长，但短路时Pin瓦数较小，R2阻值较小时，turn on的时间较短，短路时Pin瓦数较大，一般使用220KΩ/2W M.O

3.3.14 R4 (Line Compensation)：

高、低压补偿用，使3843 Pin3脚在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一般使用750KΩ~1.5MΩ 1/4W之间)。

3.3.15 R3,C6,D1 (Snubber)：

此三个零件组成Snubber,调整Snubber的目的：1.当Q1 off瞬间会有Spike产生，调整Snubber可以确保Spike不会超过Q1的耐压值，2.调整Snubber可改善EMI.一般而言，D1使用1N4007(1A/1000V)EMI特性会较好。R3使用2W M.O.电阻，C6的耐压值以两端实际压差为准(一般使用耐压500V的陶质电容)。

3.3.16 Q1(N-MOS)：

目前常使用的为3A/600V及6A/600V两种，6A/600V的RDS(ON)较3A/600V小，所以温昇会较低，若IDS电流未超过3A,应该先以3A/600V为考量，并以温昇记录来验证，因为6A/600V的价格高於3A/600V许多，Q1的使用亦需考虑VDS是否超过额定值。