混频器设计中的关键技术研究

混频器作为超外差接收机的重要组成部分，已经在雷达、通信、电子对抗、广播电视、遥控遥测等诸多领域中得到了广泛的应用。其技术指标的好坏直接影响到整机性能的发挥。本文从工程角度出发，着重分析了混频器设计中应当注意的几个关键问题。

1混频器的基本概念

混频是指将信号从一个频率变换到另外一个频率的过程，其实质是频谱线性搬移的过程。在超外差接收机中，混频的目的是保证接收机获得较高的灵敏度，足够的放大量和适当的通频带，同时又能稳定地工作。混频电路包括三个组成部分：本机振荡器、非线性器件、带通滤波器，如图1所示。

 
由于非线性元件(如二极管、三极管、场效应管等)的作用，混频过程中会产生很多的组合频率分量：∣pFL±qfs∣一般来讲，其中满足需要的仅仅是fI=fL-fS或者是fI=fs-fL。前者产生中频的方式称为高差式混频，后者称为低差式混频。在这里，混频过程中产生的一系列组合频率分量经过带通滤波器即可以选择输出相应的中频，而其他的频率分量会得到抑制。

2混频器设计中的关键技术

2.1尽量选择噪声系数小、变频损耗小或变频增益大的混频器

噪声系数是衡量接收机内部噪声对灵敏度影响程度的一个指标。接收机的总噪声系数为：

式中：F0表示接收机的总噪声系数；FR表示高频放大器的噪声系数；FC表示混频器的噪声系数；FI表示中频放大器的噪声系数；kpaR表示高频放大器额定功率放大量；kpaC表示混频器额定功率放大量(kpaC>1时)或额定功率传输系数(kpaC<1时)。

为了提高接收机的灵敏度，必须使总噪声系数F0要小，而接收机多级电路总噪声系数主要由第一级高频放大器决定，也就是说，要保证高放噪声系数小和额定功率放大量大的要求。

混频器位于接收机的第二级，其噪声系数、额定功率放大量或额定功率传输系数对整机噪声系数也存在一定的影响，特别是对于无高放的接收机，混频器噪声系数、额定功率放大量(或额定功率传输系数)及对整机噪声系数的影响更大。

对于采用二极管等不具备放大作用的混频元件，常使用变频损耗来代替混频器额定功率传输系数，他定义为额定功率传输系数的倒数。即有：

式中lC表示变频损耗。

由于二极管无放大作用，使得混频器输出中频信号功率小于混频器输入端的高频信号功率。当高放的额定功率增益不是很大时，他和变频损耗的乘积可能比较小，因此混频器的噪声分量在整机的噪声分量中占的比重变大，这时应保证使变频损耗不宜过大。

采用三极管、场效应管或者模拟乘法器混频时，由于他们具有放大作用，混频器输出中频信号功率会大于输入高频信号的功率，这时常常采用变频增益，即额定功率放大量kpaC(kpaC>1)来衡量混频前后的功率变化。由于kpaC>1，因此为了降低总噪声系数，需要使变频增益愚kpaC大一些。

2.2确定混频器的动态范围 混频器的动态范围是指混频器在规定的本振电平下，高频信号输入电平的可用范围。设计时，要确定其下限和上限电平。

2.2.1 确定混频器下限电平

混频器下限电平由壕收机的灵敏度决定。接收机灵敏度可以表示为：

式中k为波尔兹曼常数，K=1.38×10-23J／K；T0为接收机工作环境的绝对温度，单位K；B为接收机带宽，单位为Hz；F0为接收机总的噪声系数；Psmin为最小可以检测的信号功率，单位W。

如果以dBm为单位，在室温17℃(T0=290 K)条件下，式(3)变换为：

假设B=2×106Hz，混频器的噪声系数为FC=6 dB，则Psmin为-105 dBm，如果系统中指示判据要求最小功率要高于噪声电平10 dB，则混频器的动态范围下限为-95 dBm。

2.2.2 确定混频器的上限电平

混频器的上限电平由1 dB压缩电平决定。当输入信号功率比较小时，混频后得到的输出中频功率随着输入信号功率线性地增大，但是当输入信号功率增加到某个电平时，输出和输入之间由于混频器出现饱和趋势而呈现非线性。当输出中频功率比线性增涨低于1 dB时所对应的输出中频功率电平称为1 dB压缩电平，用PI1 dB表示，如图2所示。事实上，1 dB压缩电平随着本振电平的增加而增加。

 
2.3注意混频器的隔离度

从理论上来看，混频器各个端口之间是互相隔离的，任意一个端口上的功率都不会泄露到其他端口上。但实际上，总有部分功率在各个端口之间相互泄露。利用隔离度就可以评价这种泄露的程度。由于本振端口的功率最大，如果泄露到信号端口会形成向外的辐射损耗，严重地干扰附近的接收机，这种影响最坏，因此一般情况下只规定本振端口到其他端口的隔离度。具体的定义有两个，一个是本振功率与其泄露到信号端口的功率之比；另外一个是本振功率与其泄露到中频输出端口的功率之比，两者都用分贝数来表示。

2.4减少混频失真

混频失真是混频过程中非线性作用的结果，主要包括干扰哨声、寄生通道干扰、交调失真、互调失真。

2.4.1 干扰哨声

当满足下式：

式中，fM为干扰信号的频率。f为可以听到的音频频率，f《fI，该音频频率可以顺利地进入中频带宽范围之内。于是在接收到有用信号的同时，还会听到检波器检波出来的差拍干扰信号，即频率为f的干扰。由于此干扰频率比较低，听起来如同哨声，故称其为干扰哨声。

上式经过推导可以进一步化简为：

理论上产生干扰哨声的输入信号频率有无数个，但由于接收机接收频段是有限的，因此只有落入接收频段内的信号才会产生干扰哨声。同时在混频过程中，只有p和q比较小的输入信号才会产生较大的干扰，而p和q比较大的输入信号其组合频率分量电流幅度较小，一般可以忽略不计。所以，只需将产生干扰哨声最强的信号频率移到接收频段之外，就可以有效地减少这种干扰的影响。

分析式(6)可知，当p=0，q=1时的干扰哨声最强，这时fM=fI因此为了防止该干扰哨声的影响，在实际接收机的设计中，接收机的中频总是选择在接收的频段之外。

2.4.2寄生通道干扰

在混频器工作过程中，假设输入端的有用信号频率为fs，并且fI=fL-fS。如果混频器输入端还存在频率为fM的干扰信号，该干扰和本振信号相作用就会产生许多组合频率分量，当满足：

时，这时干扰信号产生的中频干扰就可以顺利地通过中频放大器，这种干扰称之为寄生通道干扰。

由于受fI=fL-fS的限制，由式(7)可得：

式(8)经合并，可以得到寄生通道输入干扰信号的频率表达式：

 
 
p和q的取值理论上有无穷多个，但只有p和q较小的干扰信号才能形成较大的寄生通道干扰。主要的干扰频率有两个，即中频干扰(p=0，q=1对应的干扰频率为fM=fI)和镜像干扰(p=1，q=1对应的干扰频率为fM=fL+fI=fs+2fI)。

为了抑制寄生通道干扰，总的原则是加大寄生通道干扰信号与输入有用信号间隔，使得寄生通道干扰信号能在混频器之前的滤波器中得到滤除。为了滤除中频干扰，中频应当选择在接收频段之外，对于镜像干扰的抑制可采取两种方法：
(1)采用二次混频方案，即将高频的信号首先变为频率较高的第一中频信号，然后再将第一中频信号转变为频率较低的第二中频信号。这种方案由于第一中频选得较高，故在第一级混频器之前就可以将镜像干扰频率滤除掉。

(2)采用高中频方案，即将中频选在高于接收频段的范围内。这种方案的中频很高，镜像干扰频率远高于有用信号频率，可在混频之前的滤波电路中被滤除。例如，某短波接收机的接收频率范围是2～30 MHz，高中频频率为70 MHz。

2.4.3 交调失真

假设混频器的伏安特性为：

2.4.4 互调失真

当两个频率为fM1和fM2的干扰信号加到混频器输入端与本振信号作用，产生出的干扰信号满足下式：

时，引起混频器输出中频信号失真，这种失真称为互调失真。显然p和q数值越小，产生的中频干扰就越大，互调失真就越大。当p和q比较小时(p=1，q=或p=2，q=1)产生的组合频率有可能接近于fI。也就是满足：

 
 
这时的干扰最严重，且很难用滤波器滤除。由这种干扰引起的失真也常被称为三阶互调失真。相对交调失真和其他非线性失真而言，三阶互调失真危害最为严重。在混频器的使用中，常常将其对应的最大输入干扰强度作为动态范围的上限，利用三阶互调截点电平PIM3表示三阶互调干扰的大小。PIM3比1 dB压缩电平P1 dB高出10～15 dB，根据混频器生产厂家使用说明中提供1 dB压缩电平，就可方便地确定三阶互调截点电平，以满足设计指标的要求。混频器设计中，应尽量避免混频器正常输出中频信号电平与三阶截点电平距离太近，而是要使两者之差留有一定余量。

2.5正确选用混频器 混频器一般可以分为三极管混频器、场效应管混频器、模拟乘法器构成的混频器以及基于混频二极管非线性元件构成的混频器。每种混频器都有各自的适用场合。

三极管混频器具有所需外围元件少、结构简单、具有一定的混频增益、价格便宜的优点，常用在如广播收音机等要求不高的场合。缺点是工作频率较低，混频失真较大，产生的组合频率干扰较大。

场效应管混频器，特别是双栅场效应管混频器，和三极管混频器相比较，具有混频失真小、动态范围大、工作频率可以高达1 GHz的优点。这种混频器除了具有较低的噪声系数之外，同时还具有变频增益，另外可以保证本振和信号端口的良好隔离度，且可以容易实现这两个端口的匹配，同时还可以省掉耦合元件。

模拟乘法器采用差分对作为基本电路，理论上输出中频只有两种频率，即和频fI=fL+fS和差频fI=fL-fS，因此其组合频率的干扰极小，特别是交调互调干扰小，对滤波器的外围电路要求不高，电路比较简单。同时变频增益较高，且对输入的信号幅度要求不严格，既可以大信号工作，也可以小信号工作，因此动态范围大。这类混频器的缺点是噪声系数往往较大，工作频率不高，最高一般为几十兆赫兹，常常用于接收机的第二混频器。

采用二极管的混频器可以分为两大类：单端混频器和平衡混频器。单端混频器和平衡混频器的缺点是存在一定的变频损耗。单端混频器结构简单，工作的带宽较窄，往往需要较大的本振功率，且不能消除本振噪声，这种混频器目前已很少采用。平衡混频器工作带宽可以从几十千赫兹到几十千兆赫兹，动态范围较大，混频失真小(信号的偶次谐波被抵消，特别是二次谐波，所以等大大地降低输出组合频率的干扰)。同时，这种混频器很容易匹配，各个端口具有较高的隔离度(每个倍频程下降为5 dB)。此外平衡混频器的一个重要优点是可以抑制本振噪声，改善混频器的噪声性能，因此平衡混频器得到了广泛的应用。在选用平衡混频器时，应注意在满足需要的前题下，尽量选用本振电平低的平衡混频器，一方面是价格便宜，另外可以保证本振信号泄露很小，同时应保证本振电平比信号电平大10 dB左右。

3降低滤波器的设计难度

由前面分析可知，由于混频器非线性作用的结果，产生出大量的组合频率分量，这些频率分量中除了正常输出的中频信号频率外，往往还包括位于中频带宽范围附近的组合频率分量。如果这些不需要的组合频率距离中频带宽很近的话，则带通滤波器很难将其滤除，或者即使能够滤除也会由于对滤波器的带外抑制度要求太高而使滤波器的设计难度以及成本大大增加。因此，在设计混频器的时候，必须对混频过程中产生的组合频率分量进行充分地分析。为此，要选择合适的本振频率和信号频率，以使无用的组合频率分量，特别是低阶组合频率分量尽量远离带通滤波器的通带。

4结 语

设计混频器时，必须综合考虑各种因素对混频器性能的影响。除了前面提到的几个要求之外，设计中还必须确定混频器的封装形式、工作频率、价格等其他因素.