基于DSP的双极性双调制波高频链逆变器实现

摘要：研究了电压型高频链逆变器的拓扑及控制方式。选用了全桥全波式高频链逆变器作为主电路，采用双极性双调制波控制方案解决双向电压型高频链逆变器的固有电压过冲问题。理论分析了电路拓扑和控制策略的合理性和变换器开关器件实现软开关的可行性。设计了基于双极性双调制波控制的软件程序及数字PI控制器算法的TMS320F2812的闭环控制系统。实验结果表明，高频逆变桥开关管实现了ZVS开通，周波变换器开关管实现了ZCS关断，高频链逆变器输出高质量的正弦波电压，证明了基于DSP控制的双极性双调制波控制模式的高频链逆变器可行性。

关键词：逆变器；高频链；双极性双调制；软开关

1 引言

DC／AC逆变电源应用广泛，传统的低频逆变技术采用工频变压器，其缺点明显。所谓高频链逆变技术就是采用高频变压器替代低频变压器传输能量，并实现变流装置初、次级电源之间的电气隔离，减小了变压器的体积和重量，克服了低频逆变技术的缺点，显著提高了逆变器的特性。

双向电压型高频链逆变器存在一个固有的缺陷，即采用传统PWM技术的周波变换器换流时漏感能量会引起电压过冲。在不增加拓扑复杂性

的情况下，采用合理的调制方法可解决这一问题。双极性双调制波方法是一种有效的方案，在不加箝位或吸收电路时，该方法可以实现高频逆变桥开关管的ZVS开通和周波变换器开关管的ZCS关断；滤波电感电流极性选择信号的引入，避免了换流重叠期间周波变换器中的环流现象。此外，该控制方法易于用数字控制实现。这里在全桥全波式高频链逆变器拓扑的基础上，实现了基于DSP TMS320F2812的双极性双调制波控制策略。

2 主电路与工作原理

全桥全波式高频链逆变器的基本结构如图1所示，主要由高频逆变桥、高频变压器、周波变换器和输出滤波器组成。其中VS1～VS4为高频逆变桥的开关管，VS5～VS8为周波变换器的开关管，T为高频变压器，Lf，Cf组成滤波器，Ui为输入直流电压，uo为输出电压。该拓扑具有变换效率高、可靠性高、双向功率流和两级功率变换等特点。

双极性双调制波控制的原理图如图2所示。它将三角波作为载波，调节器的输出与其相反值作为调制波，对电路中的开关管进行控制。高频逆变桥可看作单相方波逆变器，若不考虑死区时间，则逆变桥开关管驱动信号的占空比恒为0．5。周波变换器采用移相控制，驱动信号由调制波及其相反值分别与三角载波交截得到，移相角随正弦规律略有变化。为保证周波变换器开关管换流时滤波电感电流连续，VS5和VS7，VS6和VS8的驱动信号间应有共态导通时间。另外，周波变换器开关管流过的电流为滤波电感电流，为防止周波变换器开关管在换流时电路产生环流，应检测滤波电感电流的极性来控制周波变换器中各开关管的通断。

由图2可知，采用双极性双调制波策略时，高频逆变桥可以视为方波逆变器。在周波变换器中，忽略滤波电感电流极性选择，当Uo>0时，VS5，VS7为超前臂，VS8，VS6为滞后臂；当uo<0时，VS5，VS7为滞后臂，VS8，VS6为超前臂。当不考虑高频逆变桥死区以及周波变换器换流重叠区时，所有开关管驱动信号的占空比为0．5。

在该控制方法中，高频变压器传递的是占空比恒为0．5的交流方波，高频交流方波再经过周波变换器进行低频解调，输出双极性SPWM波，经低通滤波后，输出正弦波。该控制方法解决了电压型高频链逆变器换流时固有的电压过冲问题，控制信号易于用数字控制实现。

3 控制信号的实现原理与DSP系统

传统的移相技术的驱动信号实现较为简单，用常用的集成PWM控制器即可实现，如IC芯片UC3875等。周波变换器开关管驱动信号的占空比并非完全恒定，相位差随正弦规律变化，用IC实现较复杂。而利用DSP生成脉冲，只需编程，使用事件管理器就能产生高频链逆变器所有开关管的驱动信号，并且精度高，稳定性好。

此处利用TMS320F2812芯片的事件管理器来产生高频链逆变器所有的脉冲。产生开关管的控制信号的原理如图3所示。

定时器GP工作在连续增减计数模式，即从零开始递增计数至设定值，然后又递减计数至零，如此循环，计数周期为开关管的一个开关周期。

高频逆变桥各开关管的驱动信号为ugVS1，VS4，ugVS2，VS3，其产生过程较为简单。如图3所示，当定时器工作在增计数模式时，UgVS 1，VS4为高电平，ugVS2，VS3为低电平，而当定时器工作在减计数模式时，ugVS1，VS4为低电平，ugVS2，VS3为高电平。无论输出电压为何值，均在定时器计数至周期值或零时发生跳变，即计数值与比较寄存器值在H，H’点匹配。

周波变换器的控制信号为ugVS5，ugVS6，ugVS7，ugVS8，在图3a中，当定时器工作在增计数状态时，计数值与比较寄存器值在I点及J点发生比较匹配，ugVS5，ugVS8为高电平；当定时器工作在减计数状态时，计数值与比较寄存器值在I’点及J’点发生比较匹配，ugVS5，ugVS8跳变为低电平。ugVS6，ugVS7分别与ugVS5，ugVS8互补，则可以产生4路移相PWM控制信号，移相角随正弦规律略有变化。

图3b与图3a原理类似，只是ugVS5，ugVS7从超前臂变为滞后臂，VS8，VS6从滞后臂变为超前臂。载波比较示意图如图3c所示，其中ur为调制波，um为其反值，uc为双极性的三角载波，Tc为载波周期，A为正弦调制波幅值，B为三角载波幅值。

DSP的定时器工作在连续增减计数模式，设当定时器工作在增计数模式时三角波的斜率为k1，由图3c及两点直线方程可知：

设正弦调制波ur的函数为yr=sinωt，um的函数为ym=-sinωt。将t1，t2及在该时刻的函数值代入式(1)得到：

当开关频率很高时，可认为sinωt1≈sinωt2≈sin(ωTc／4)，则得到周波变换器开关管第1个高频脉冲宽度为：

式中：T／4=(t1+t2)／2；M为调制比，M=A／B。

当DSP的定时器工作在减计数模式时，设三角波的斜率为k2，同理得到：

当开关频率很高时，可认为sinωt3≈sinωt4≈sin(3ωTc／4)，则得到周波变换器开关管第2个高频脉冲宽度为：

当载波比为偶数时，设载波比为2N，则周波变换器开关管的第n个高频脉冲的宽度为：

根据以上对全桥移相PWM的原理分析，可以设计其实现的软件和控制系统。

基于DSP的双极性双调制波高频链逆变器的系统如图4所示。DSP芯片为TMS320F2812。系统实现了双极性双调制波控制算法的程序，生成脉冲触发信号，建立了正弦数据表，采用增量式PI算法完成了闭环控制算法。

4 仿真与实验结果

基于上述理论分析和系统设计，通过仿真和实验对方案进行了验证。仿真参数：输入直流电压30 V，高频变压器变比38：34：34，输出滤波电感1 mH，滤波电容4．4μF，开关频率40 kHz，电阻负载，输出电压为400 Hz。LC滤波器前端的电压为双极性SPWM波，经滤波后输出正弦波。在单闭环控制下，高频链逆变器分别带阻容、阻感负载、突加电阻负载及带整流性负载时的输出电压uo、电流io波形如图5所示。系统空载时，uo的峰值处稍有畸变；带整流性负载时uo在第1个周期没有达到稳定，且波形的正弦度略差。但系统带电阻、阻容、阻感负载时，uo波动小，波形正弦度较高，总而言之，该高频链逆变器具有良好的带载能力。

通过实验对该控制方案进行了验证，实验参数与仿真参数一致，实验结果如图6所示。高频链逆变器的uo，io波形如图6a所示。由图可知，uFE经滤波后，输出400 Hz／46 V的正弦电压，且uo的正弦度较好。图6b为系统在电压瞬时值闭环控制下高频链逆变器的动态特性。由图可知，在负载突变瞬间，逆变器输出电压uo，电流io波形存在畸变，uo需经过约一个周期才能达到稳定值，但总而言之系统的带载特性及动态性能良好。

通过观察各开关管的工作状态得出结论，在采用双极性双调制波控制方式时，无论滤波电感电流的极性如何，高频逆变桥的所有开关管均实现了ZVS开通；周波变换器开关管为ZCS关断，实现了自然换流；每个开关周期内，有两次交流侧能量回馈直流侧的过程，高频链逆变器滤波前输出双极性SPWM波，滤波后输出400 Hz的正弦波；并且系统在闭环控制下，有良好的稳、动态特性。故基于DSP控制的双极性双调制波模式高频链逆变器是正确可行的。

5 结论

针对全桥全波式高频链逆变器拓扑，采用双极性双调制波控制策略，利用TMS320F2812型DSP芯片产生数字化控制信号，实现过程简单灵活。实验结果表明：系统带载能力和动态特性良好，高频链逆变器输出很好的正弦波电压。逆变器的开关管实现了零电压开通，周波变换器的开关管实现了零电流关断，故实验结果证明该控制方案是可行的。