功率MOSFET管驱动变压器设计
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摘要： 对具有驱动变压器的功率MOSFET管驱动电路的动态过程进行了分析，推导了驱动变压器设计参数（绕组电流有效值，变压器功率）的计算方法，定量分析了变压器漏感和电路杂散电感对开通过程的影响，并通过仿真和试验验证了这套计算方法的正确性。
1 引言
作为开关电源的开关器件，功率MOSFET管具有开关速度快、工作频率高的特点，适用于高频开关电路。此外，在并联使用时，由于MOSFET管具有正温度系数，可以自动均流，无需均流电路，方便扩流，这也是目前其他功率开关器件不可替代的优点[1]。
为了加速开通，减少损耗，对MOSFET管的驱动电路的基本要求是内阻要小，驱动电压尽量高（但不能超过栅-源击穿电压）；为了加速关断，应给输入电容提供低阻放电通道；为了抑制高频振荡，栅极引线尽量短，减少线路分布参数；为了防止静电感应导致栅极电压上升引起误导通，栅极不允许开路，大功率MOSFET管截止时，栅极最好施加负电压[2]。
MOSFET管的驱动电路有多种形式，可以用TTL电平直接驱动，但更多采用隔离驱动，在驱动信号输出端与MOSFET管栅极之间用光耦或磁耦实现与主电路电隔离。
驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功率的作用。设计合理的驱动变压器，不仅可以提高MOSFET管开关性能，而且体积小、重量轻，成本低。
2 MOSFET管内部电容与变压器驱动栅极电路
2.1 内部电容
MOSFET管内部电容，也称极间电容，是栅极、源极、漏极之间的寄生电容。开关电源最常用N沟道增强型MOSFET管[3]，内部电容分别为：栅-源极间电容Cgs，栅-漏极间电容Cgd，漏-源极间电容Cds，如图1[1, 3]。
与漏-源短路条件下小信号输入电容Ciss的关系：
Ciss=Cgs+Cgd (1)
与栅-源短路条件下小信号输出电容Coss的关系：
Coss=Cds+vgd (2)
与小信号反向转换电容（反馈电容）Crss的关系：
Crss=Cgd (3)
驱动电路的任务就是针对MOSFET管开通、关断过程中的寄生电容进行充放电。需要说明的是，内部电容并非常数，会随着开通、关断过程中极间电压的变化而变化，使得开通、关断的动态过程比较复杂[3]，但是，对于栅极驱动，主要考虑上升、下降时间内（短于整个动态过程时间）的驱动波形，可以把Ciss看做常数进行分析。
2.2 MOSFET管变压器驱动栅极电路
图2为变压器驱动栅极电路，是驱动电路的最后部分。变压器T1提供驱动信号，经由保护二极管D1、栅极串联电阻R1向栅极输入电容Ciss充电，当栅-源极间电压vgs大于门限开启电压vTh，MOSFET管导通，进而进入饱和区，完成开通过程；当变压器驱动信号低电平时，三极管Q1导通，栅极电容的电荷迅速通过R1，Q1构成的闭合回来释放，达到快速关断的目的。电阻R3防止栅极开路，稳压管D2限制信号幅度不能超过栅-源击穿电压，起到保护作用。
3 变压器设计与试验
为了简化计算，将变压器视为方波脉冲电压源，MOSFET管开通过程的等效电路如图3。
开通过程就是零状态响应过程，三要素[4, 5]：
初始值 uciss(0)=0 (4)
由于R3>>R1，稳态值 ； (5)
式中，U1—变压器输出电压，V
时间常数τ=(R1//R2)×Ciss≈R1Ciss； (6)
暂态过程：
栅极电压：
(7)
栅极电流： (8)
栅极电阻R3电流：i1(t)≈0 (9)
栅极串联电阻R1电流： (10)
电路瞬时功率：
(11)
上升时间：tr=2.2τ=2.2R1Ciss (12)
忽略三极管Q1饱和导通管压降0.2V，MOSFET管关断过程的等效电路如图4。
关断过程即可看做零输入响应过程，栅极电压U1，主要元件依然是R1，Ciss（由于R3>>R1,忽略电阻R3），基本是开通的逆过程，因此，变压器输出电流有效值[4]：
(13)
式中，I—变压器输出电流有效值，A；f—驱动信号频率，Hz
变压器功率： (14)
通过分析，由式(12)可知，减少上升时间tr的办法是减少R1，但式(13)(14)表明，代价是增大了输出电流有效值和变压器功率；提高频率和驱动电压将导致电流有效值和变压器功率增加。
线路分布参数包括变压器漏感，内阻r，以及导线引起的寄生电感等，随着工作频率提高，分布参数影响逐渐明显。相对于内阻r，分布电感对动特性影响更为显著，考虑变压器漏感和线路杂散电感Ls后MOSFET管开通过程的等效电路如图5（忽略电阻R3）。
系统时域方程：
(15)
传递函数： (16)
特征方程：LsCiss·S 2+R1Ciss·s+1=0 (17)
特征方程根：（极点）(18)
由式(18)，对于阶跃输入[5]
1)时，系统临界振荡。此时，
Ls=0.25CissR12 (19)
2)时，系统振荡收敛。此时，
Ls>0.25CissR12 (20)
此时，自然频率（无阻尼震荡频率）：
(21)
阻尼比： (22)
阻尼角： (23)
(24)
3)时，系统不振荡。此时，
Ls<0.25CissR12 (25)
理想情况下， Ls=0，系统即退化成图3所示的一阶系统。
试验：要求设计驱动变压器，变比1:1，驱动电压12V，开关频率30kHz，MOSFET管型号IXTK15P，参数：trr=150ns；Ciss=7000pF；Qg=240nC，3只并联使用，此时，Ciss=21000pF。栅极电路如图2。
电路开通动态分析：
由式(6)，时间常数τ≈R1Ciss=10×21000×10-12=2.1×10-7s；
由式(7)，栅极电压：
由式(10)，栅极串联电阻R1电流：
由式(11)，电路瞬时功率：
由式(12)，上升时间：tr=2.2τ=4.62×10-7s
开通瞬态过程(0~1μs)仿真结果如图6：
驱动变压器设计参数：
由式(13)，变压器输出电流有效值：
由式(14)，变压器功率：
P=I·U1=0.095×12=1.14W
由式(19)，系统临界振荡的变压器漏感：
Ls=0.25CissR12=0.25×21000×10-12×102=5.25×10-7H=0.525μH
为了说明变压器漏感和线路杂散电感Ls对驱动的动态过程的影响，针对本设计，根据式(21)-(24)，对不同Ls值进行开通过程(0~5μs)仿真，结果如图7。
当变压器漏感以及分布电感Ls超过临界值（如0.525μH）时，系统振荡。如果Ls过大（如4μH），一方面会使得上升时间延迟，另一方面，栅-源极间电压超调量过大，可能将会引起MOSFET管开通过程不稳定，甚至危及管子安全。因此，期望Ls小些好，所以，尽量减少变压器漏感和引线长度。
驱动变压器功率、电流都很小，在工程设计中，考虑留下余量，应该取大一些磁芯，这样做的另一个好处是，减少了变压器匝数，减少漏感量。为了进一步减少漏感，初、次级绕组导线并行绕制。此外，考虑到初次级会产生很高的电位差，应保证初次级绕组导线足够的绝缘强度。
设计的驱动变压器：磁芯PC44 EPC13，初级匝数26，次级匝数26，磁感应强度0.25T，漏感0.55μH，外形尺寸20.4×13.3×7。
实验表明，驱动变压器工作稳定可靠，损耗低，驱动波形上升沿、下降沿陡峭，无过冲现象，与仿真结果接近，满足设计要求。驱动变压器输出驱动波形如图8。
4 结论
1)驱动电路的任务就是针对MOSFET管开通、关断过程中的寄生电容进行充放电。驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功率的作用；
2)为了加速开通，减少损耗，对驱动电路的基本要求是内阻要小，但代价是增大了驱动变压器输出电流和功率；
3)驱动变压器输出电流和功率还与开关频率和驱动电压有关，并随着频率提高或电压提高而增大。
4)为了驱动过程快速、稳定、安全可靠，抑制高频振荡，尽量减少变压器漏感和引线长度。
参考文献
[1] 张占松 开关电源的原理与设计[M].北京,电子工业出版社.2004:82,84
[2] 丁道宏 电力电子技术[M].北京,航空工业出版社.1999:280
[3] Muhammad H.Rashid 电力电子技术手册[M].北京,机械工业出版社.2004:70
[4] 秦曾煌 电工学[M].北京,高等教育出版社.2002:177,183,197
[5] 胡寿忪 自动控制原理[M].北京,科学出版社.2001:80,83
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