智能IGBT门驱动耦合器接口ACPL-339J

 简介

ACPL-339J是一种先进的智能IGBT门驱动耦合器接口，支持1.0A双输出，易于使用。ACPL-339J 经独特设计支持具有灵活电流额定值的MOSFET的电流缓冲器，使得系统设计师能够更加轻松地通过互换MOSFET缓冲器和功率IGBT/MOSFET开关使用一个硬件平台支持不同的系统功率额定值。此概念能够在最大程度上扩展用于电机控制和能量转换应用场合的门驱动设计，功率额定值从高到低均适用。ACPL-339J同样集成了短路保护，欠压锁存(UVLO)、IGBT“软”关断以及隔离故障反馈功能，以最大限度地提供设计灵活性和电路保护。

本应用说明描述了Avago SPICE宏观模型的能力，以准确预测和模拟ACPL-339J智能门驱动器的 UVLO和去饱和(DESAT)监测功能。当ACPL-339J电源输出量不足时，UVLO功能够阻止诸如IGBT之类的昂贵功率半导体器件开启，而去饱和(DESAT)电路能够监测出现的任何短路现象并继续进行基于IGBT监测的“软”关断。这两种功能轮流运行、同步工作，以防止昂贵的IGBT因高度散热而受损。

欠压锁定(UVLO)

IGBT门电压不足会提升IGBT的开启电阻，导致因高度散热造成大量电能损失和IGBT受损。ACPL-339J持续监测输出电源。输出电源低于UVLO阈值时，门驱动器输出将会断开使IGBT免遭低压偏置的损害。ACPL-339J拥有两个UVLO逻辑块，即UVLO_P和UVLO_N，分别控制VOUTP和VOUTN。UVLO控制逻辑优于输入IF和去饱和(DESAT)。换句话说，当VCC2和VEE供应不足导致 UVLO 钳位处于激活状态时，IF 和去饱和(DESAT) 可忽略不计。VUVLOP+ 和VUVLON+在钳位能够被释放之前需交叉。之后，VOUTP和VOUTN将分别对IF和去饱和(DESAT)做出响应。过程如图1 SPICE模拟图中所示。

图1. SPICE中模拟的UVLO、VOUT和故障逻辑剖面图。

去饱和检测和“软”关断

IGBT的集射电压可在其正常运行的过程中由ACPL-339J去饱和(DESAT)引脚进行监测。当出现短路，高电流流经IGBT并以饱和的形式流出进入去饱和(DESAT)模式。这导致IGBT的集射电压从 2V的饱和电压开始迅速增加。一旦其超越ACPL-339J的内部8V阈值，则认定为短路故障并执行“软”关断。ACPL-339J的VGMOS引脚将开启外部晶体管以缓慢释放IGBT的门极电荷，实现软关断。软关断的速率可根据外部晶体管和电阻的尺寸进行调整，以最大限度降低对 IGBT 的过冲。最后，通过内置隔离反馈路径将故障(FAULT)报告至控制器完成去饱和(DESAT)操作。图2显示的是在发生短路的过程中去饱和 (DESAT) 监测的操作步骤。

图2. 短路保护、IGBT“软”关断和隔离故障反馈

去饱和(DESAT)引脚监测IGBT VCE电压。去饱和(DESAT)故障监测电路必须在 IGBT

开启后保持禁用一小段时间，以便集电极电压降至去饱和 (DESAT) 阈值以下。这个时间段称为去饱和 (DESAT) 间隔时间，由内部去饱和 (DESAT) 充电电流 (ICHG)、去饱和

(DESAT) 电压 (VDESAT)和外部去饱和 (DESAT) 电容器 (CBLANK)控制。标称间隔时间可使用以下公式计算：

TBLANK= CBLANKx VDESAT/ ICHG

从数据表规格可以看出，VDESAT 的典型值是8V，ICHG的典型值是250μA。如果使用

100pF的电容器，那么间隔时间为100pF * 8V/250μA = 3.2μsec。虽然不建议使用数值低于100pF的电容器，但是可稍微扩展电容值以调整间隔时间。标称间隔时间也表示ACPL-339J对去饱和(DESAT) 故障情况做出反应所花费的最长时间。为说明去饱和(DESAT) 监测的操作，图3中对模拟电路进行了描述。

图3. 显示短路检测的SPICE模拟电路。

去饱和(DESAT)二极管的功能是接通正向电流，当IGBT开启时，能够检测IGBT的饱和集射电压 VCESAT，在IGBT关闭时，阻止高电压。在IGBT断开和朝向去饱和(DESAT)二极管正向导电端部的过程中，产生短时间的反向电流。这种反向恢复效应导致二极管无法实现其阻挡能力，直至接合处的移动充电完全耗尽。在此过程中，通常会有一个非常高的dVCE/dt电压斜坡率穿过 IGBT 的集电极与发射极。这导致ICHARGE–CD-DESAT x

dVCE/dt充电电流将为间隔电容器充电CBLANK。为了最大限度降低充电电流并避免错误触发去饱和(DESAT)，建议使用具有快速恢复速率功能的二极管。

与IGBT相连接的反驰二极管的续流可拥有大量的正向瞬态电压，远远超出二极管的标称正向电压。这可能导致去饱和 (DESAT) 引脚上突增大量的负电压，如果不加以保护，会大量消耗驱动器中的电流。为将电流限制在不会对驱动器IC 造成损害的水平，在去饱和(DESAT) 二极管上以串联的方式插入一个100Ω的电阻。增加的电阻不会改变去饱和(DESAT) 阈值或者去饱和间隔时间。图 4 显示出在 SPICE 模拟中精确预测标称间隔时间，而表4显示出VGMOS和VOUTP延迟时间被调整至典型数据表规格。

图4：LED、去饱和(DESAT)、VOUTP和VGMOS

表4：显示数据表典型规格与模拟结果的比较

一旦检测出去饱和(DESAT)故障以及在TBLANK时间之后，VOUTP和 VOUTN都将断开各自的外部MP1和MN1。在TMUTE时间，输出端将会处于静音模式。在静音期间，所有的输入LED信号都将被忽略，以便驱动器能够完全软关断IGBT。故障根据1ms(典型值)静音(TMUTE) 停止时间或者LED输入从高到低的转变自动复位，以后发生的为准。通过这种方法，停止时间被最小化，而且自由延长停止时间的灵活性也被最小化了。参见图5a和5b，查看模拟图解。

图5a. 在TMUTE停止之前，带有 LED 的去饱和 (DESAT) 故障状态定时图关闭。

图5b. 在TMUTE停止之后，带有LED的去饱和(DESAT)故障状态定时图关闭。

最后，为说明发生短路时的实际应用情况，创建了一个SPICE模拟电路，如图6所示。同时还包括外部MOS器件的SPICE模型，以使得模拟更加精确。IGBT SPICE模型未在本模拟中使用并由 10nF的电容器替代，以模拟IGBT的门电容。当检测出去饱和(DESAT)状态，VGMOS从高到低切换，打开一部外部MN2下拉器件。MN2以与RS的RC常量以及IGBT的输入电容CIN相应的衰变率缓慢为IGBT门放电。基于330Ω的RS和10nF的CIN，整个软关断将以4.8 * 330Ω* 10nF = 15.8μs的速率衰变。软关断可防止对集电极电流进行快速充电。对集电极电流进行快速充电会造成因导线和电线电感引起具有破坏性的电压突增。可通过选择不同数值的电阻器RS，改变IGBT软关断的衰变时间。如图7所示。

图6. 包含推荐外部MOS组件的SPICE模型模拟应用电路

图7：可通过选择不同数值的电阻器RS，改变IGBT门电压软关断的衰变时间。

结论

在本应用说明中，我们已向您展示，ACPL-339J SPICE宏观模型精确描述了UVLO和去饱和(DESAT) 特征。UVLO和去饱和(DESAT)是内置在ACPL-339J中的两种机制，这两种机制轮流运行能够在电力供应不足和短路的过程中防止昂贵的IGBT遭到损害。设计师能够在不同的情况下，通过模拟应用电路轻松理解复杂的输入逻辑并预测电路的总体性能。精确调整至典型规格的直流和交流切换参数，能够帮助设计师更加准确地选择外部组件。因此，设计师们可以放心地使用ACPL-339J SPICE宏观模型，满足他们复杂的电路模拟和应用要求。