将 1V 至 5V 信号转换为 4mA 至 20mA 输出

尽管长久以来人们一直预测，4mA 至 20mA 电流环路将消失，但是这种模拟接口仍然是连接电流环路电源与检测电路的最常见方法。这种接口需要将电压信号 (典型值为 1V 至 5V) 转换为 4mA 至 20mA 的输出。严格的准确度要求决定，必须使用昂贵的精密电阻器或微调电位器，以校准较不精密器件的初始误差，满足设计目标要求。在今天以自动测试设备为主导和表面贴装型生产环境中，这两种方法都不是最佳。获得采用表面贴装封装的精密电阻器是很难，微调电位器又需要人工干预，而这种要求与生产环境是不相容的。

凌力尔特的 LT5400 四匹配电阻器网络帮助解决了这些问题，该网络采用一种简便的电路，不需要微调，但实现了小于 0.2% (图 1) 的整体误差。该电路采用两级放大器，利用了 LT5400 独特的匹配特性。第一级放大器将来自 DAC、典型值为 1V 至 5V 的输出加到运算放大器 IC1A 的非反相输入。这个电压通过 FET Q2，将通过 R1 的电流准确地设定为 VIN/R1。这个电流通过 R2 拉低，因此 R2 底端的电压为 24V 环路电源电压减去输入电压。

这部分电路有 3 个主要误差源：R1 和 R2 的匹配;IC1A 的失调电压;以及 Q2 的泄漏电流。R1 和 R2 的准确值并不重要，但是它们必须相互准确匹配。LT5400A 级版本以 ±0.01% 的误差实现了这一目标。LT1490A 在 0 至 70°C 之间具不到 700µV 失调电压。这个电压在 1V 输入电压时产生 0.07% 的误差。NDS7002A 的泄漏电流为 10nA，尽管其数值通常小得多。这个泄漏电流代表 0.001% 的误差。

第二级靠拉动通过 Q1 的电流，保持 R3 上的电压等于 R2 上的电压。因为 R2 上的电压等于输入电压，所以通过 Q1 的电流准确地等于输入电压除以 R3。通过给 R3 并联一个精确的 250Ω 分流电阻，该电流准确地跟踪输入电压。

第二级的误差源是 R3 的值、IC1R 的失调电压和 Q1 的泄漏电流。电阻器 R3 直接设定输出电流，因此其值对于该电路的精确度至关重要。这个电路利用常用的 250Ω 并联电阻完成电流环路。图中的 Riedon SF-2 器件的初始准确度为 0.1%，温度漂移很低。与第一级的情形类似，失调电压产生不超过 0.07% 的误差。Q1 的泄漏电流低于 100nA，所产生的最大误差为 0.0025%。

没有任何微调时，总输出误差好于 0.2%。电流检测电阻器 R3 是主要的误差源。如果使用一个更高质量的器件 (例如 Vishay PLT 系列器件)，那么可以实现 0.1% 的准确度。电流环路输出在使用中受到相当大的压力。输出至 24V 环路电源及地之间的二极管 D1 和 D2 帮助保护 Q1;R6 提供一定的隔离。通过提高 R6 的值，在输出端以牺牲一些符合条件的电压作为代价，可以实现更高的隔离度。如果最高输出电压要求低于 10V，那么可以将 R6 的值提高到 100Ω，针对输出压力提供更高的隔离度。如果设计方案需要增强保护，那么可以给输出加上一个瞬态电压抑制器，当然这么做会由于泄漏电流而导致输出准确度有一定的损失。

这一设计方案仅使用了 LT5400 封装中 4 个匹配电阻器中的两个。还可以将另外两个电阻器用于其他电路功能 (例如: 精确的反相器)，或者另一个 4mA 至 20mA 转换器。另外，还可以引入其他电阻器与 R1 和 R2 并联。这种方法降低了电阻器产生的统计误差，降幅为 2 的平方根。

图 1：精确匹配的电阻器提供准确的电压至电流转换