移动电视前端的过载保护及高灵敏度设计

移动电视接收前端必须具有在远离发射器条件下工作所需的灵敏度，而且在有强信号时还能容忍过载。可被整集成到车载娱乐(ICE)系统，以及手机、便携式数字助理(PDA)、笔记本电脑等多种便携式电子设备内的移动电视接收能力，即使在用户的接收器和发射器间的距离随行程而变化(不同于传统广播电视)的条件下也应有良好的表现。将高增益低噪放大器(LNA)与一个PIN二极管旁路开关结合起来就可实现带过载保护、具有高灵敏度的移动电视接收器前端的低成本方案。

表1： 图1所示接收器前端的增益和IP3。

　　实现移动电视接收器最实用的办法是在强信号条件下降低接收机的增益。可变射频信号增益简化了对混频器级的线性要求，从而允许使用低成本射频IC来构建接收模块。在配有可切换/可调节增益接收器前端的级联分析中，输入三阶交调截取点(IIP3)的改善将是增益变化的函数(见图1和表1)。与固定增益接收器相比，可调增益接收器能更好地处理强信号。

　　图1：带有可变增益LNA级的接收器前端的简化结构框图。

　　自动增益控制(AGC)电路也可被用于改变LNA增益，而且由于通常是在通道滤波器前实现AGC，所以它可以对来自邻近信道传输的过载做出响应。

　　降低RF增益的一个办法是在LNA之前将部分射频信号分流到地,见图2(a)。该方法使用的射频开关元件数量最少，但是当开关关闭时，会使得阻抗不匹配，从而可能影响系统其它部分。一种变通方法是把阻尼元件连至LNA并联谐振网络的高阻抗或“热”端，尽管从更大的增益控制范围角度看，这种方法在LNA之前牺牲了射频选择性。

　　当接收到的信号对LNA后面的各级(如混频器或中频(IF)放大器)呈过载时，还可以借助一对射频开关来旁路LNA级。在旁路状态，输入信号直接传送到下变频器IC,见图2(b)。只要旁路信号回路内的器件匹配特征阻抗(移动电视是75Ω)，不匹配的机会就会降至最小。当然，增加的开关使电路更复杂。

　　图2：增益控制：(a)LNA输入衰减；(b)LNA旁路开关；(c)栅极偏置调制。

　　另一种办法是通过减小供给LNA的有源器件的静态电流来降低射频增益，见图2(c)。类似双栅极MOSFET等采用该技术的放大器和器件使用附加的器件终端来控制偏置电流。因为不采用开关元件，所以这种增益控制方法在电路上最简单，但由于集电极/漏极电流低于额定器件直流工作点，它的线性度有所牺牲。

　　为满足客户对工作在47~870MHz频谱的双模(模拟/数字)移动电视接收机内LNA的要求，考虑了几种MMIC选择(表2)，但它们的线性度并不够好，因此没被采用。这里采用一个宽带高线性度MMIC LNA(MGA-68563型)和一个外接PIN二极管开关设计出了一个方案。

　　这款单级GaAs PHEMT LNA器件具有800微米的栅宽(图3)。该器件的栅极连接到一个内部电流镜，以补充工艺变化的影响并将阈值电压变异的影响降至最低。该LNA采用有损耗的负反馈以实现稳定性并在100MHz~1GHz频谱内将幅度响应平稳在一个3dB的窗口内(±1.5dB)。

　　因其内部反馈和低于10dB的输出回波损耗，该MMIC不需要输出阻抗匹配。但在一个如此宽的频率范围(47~870MHz)对输入进行匹配，被证明并非易事且需要一个非传统的方法，其中为优化输入回波损耗指标，FET的漏极电流(Ids)要高于标称值10mA。20mA的Ids就可满足输入回波损耗性能要求，但Ids被选为30mA以使其足够宽裕来补偿增加的PIN二极管开关电路带来的任何影响。该MMIC LNA的引脚4通过外接电阻器R1控制流过内部偏置电流发生器的电流(图3(a)及4(b))。改变R1的尺寸规格会改变Ids，但电源电压Vd将保持为3V。将标称Ids加大三倍可提供更高线性度。

　　图3：MGA-68563 MMIC LNA(b)的简化等效电路(a)。

　　在设计LNA/开关电路时，一开始旁路开关(图5(a))采用了4个PIN二极管。对双刀双掷(DPDT)开关来说，这是常见的配置。该电路的工作原理是使位于上部的PIN二极管对导通，使下部的这对为零偏置，反之亦然。在正常操作中，只有低的这对PIN二极管导通，而LNA对射频信号进行放大。当必须降低射频增益时，上部这对PIN二极管导通，射频信号以旁路模式围绕LNA路由。这些电阻用于调节PIN二极管的正向电流以及将射频信号与逻辑控制端口VSW1和VSW2隔绝。第一款设计用的元件数量不少，所以要寻找一种更简单的方案。

　　通过与客户沟通，我们开发出一种更简单的双刀单掷(DPST)开关(图5(b))，只需把旁路路径与输入和输出端口连接或断开。由于不再对LNA通路进行切换控制，为利用未偏置FET的本有隔绝特性，在旁路模式时必须关闭LNA电源(Vdd)。这种方法降低了旁路通路的回波损耗性能，因为该通路具有未偏置FET并联的有限栅极和漏极阻抗。

　　图5：(a)最初设计的开关电路带有4个PIN二极管；(b)修改后的电路仅有2个PIN二极管。

　　在正常工作中，PIN二极管电源关闭(VSW=0V)，而LNA电源仍恢复至3V。但这些零偏置PIN二极管受到寄生电容的影响，因此LNA的增益与回波损耗性能因旁路路径与输入和输出端口的不完全隔离而受损。

　　在LNA/开关内，电感L1和L2是铁氧体磁珠，它们在MMIC和二极管偏置网络的整个范围内呈现出高阻抗(图5(b))。没有L1作为扼流圈，输入信号的一部分将通过与电阻R3并联的寄生电容旁路到地。在没有L1的原型板上进行的测量表明，该电感可防止LNA噪声指标的恶化。电容C3、C4和C5将射频信号从直流电源中解耦出来，它们的容抗值都不大(在最低工作频率下的Xc为5Ω)。电容C1和C2在MMIC的输入和输出端起隔直作用。特意选择C2为一个较小值，以产生高通响应，从而补偿MMIC在高频下固有的增益滚降特性。电阻R1和R2控制MMIC的电流，它们使得当Vdd=3V时，电流为30mA。在VSW=3V时，电阻R3、R4和R5将PIN二极管的正向偏置限制在约为2.5mA。

　　只用一个PIN二极管可进一步简化该电路，但这样做没有任何好处，因为SOT-23或SOT-323表面贴的二极管对和单个二极管的占位空间是一样的，而价格上的差别可忽略不计。

　　为*估LNA/开关的性能，在以前为非旁路LNA应用设计的电路板上搭建了一个原型。该PCB由Rogers公司的RO4350B层压材料组成，当频率为10GHz是，z方向的介电常数是3.48。将该PIN二极管与其相关的偏置元件直接焊在早先就存在于PCB上的元器件的引脚/焊盘上。两个1N5719 轴向玻璃二极管被用作D1的开关元件。在后来的PCB布局中，将用SOT封装的PIN二极管对(HSMP-3893/E型)取代这些二极管。

　　在我们关注的频率范围内，该LNA的中位数增益为19.8dB±1.3dB(图6(a))。借助隔直电容C2的高通响应,对频率低于200MHz信号进行适度衰减，保证了频率响应的平坦。高频端增益的滚降与MMIC的特点一致，且可能源自于未偏置PIN二极管的寄生电容的负反馈。

 　　在旁路模式，在整个频谱范围内，电路具有3.8到4.5dB的衰减(图6(a))。该模式下的损耗主要来自PIN二极管的寄生串联电感。PCB的耗散、FET的FET终端阻抗以及电阻R4的寄生并联电容对旁路模式的损耗有一些影响。不过，旁路模式损耗被很好地控制在客户规范限定的-5dB水平内，所以目前在试图进一步降低旁路损耗。

　　当在特定频率范围内对旁通模式进行*估时，输入和输出回波损耗表现一贯良好(低于17dB)。无偏置FET的栅极和漏极与开环电路的近似程度是影响回波损耗的主要因素。当LNA工作时，返回损耗性能并没有这样好，此时在最低频率下的最坏情况是输出返回损耗等于7dB。低于70MHz频率时，差的输出回波损耗表现是由小数值电容C2引起的，它是对更好频率响应的一种折衷。

　　图7(a)比较了带或不带铁氧体磁珠电感L1的LNA噪声指标。若没有L1，则无法满足目标噪声规范(不高于1.3dB)。通过曲线对比，可以推测R3的寄生电容对信号损耗有0.3~0.6dB的影响，从而将噪声同样增加了0.3~0.6dB。若使用L1，带内噪声指标会有更多变化(从0.2dB上升到0.5dB)，但这并不重要。这些变化可能来自于随频率增加、铁氧体磁珠越来越弱的扼流能力，特别是对从根据制造商提供的性能图表推测出的约100MHz以上的自谐振频率(SRF)来说更是如此。

　　在移动电视频带范围内，采用-20dBm的双音输入功率水平将该LNA的输出三阶交调截取点(OIP3)作为若干均匀分布的频点实施了测量。通过减去从OIP3数据测得的增益，对IIP3进行了计算。OIP3不低于30.3dBm，在频带内的最大增益变异是0.8dB(图7(b))。线性比数据表上的标称值(20dBm)有10dB的改善，该改进可归功于设计采用的更高Ids。

　　该LNA/开关设计满足了其目标规范且显示出具有巨大的改进潜能。例如，可通过用SRF更高的铁氧体磁珠电感替代目前所用的产品来改善噪声性能。