数字电视发射机中功率放大器的设计

摘要：用最新的LDMOS FET器件，采用平衡放大电路结构?熏设计数字电视发射机中的功率放大器。工作频段在470MHz～860MHz，整个频带内增益在12dB左右，工作在线性状态，交调抑制小于－35dB。

    功率放大器是数字电视发射机中的重要组成部分。通常情况下，数字电视发射机中的信号经ＣＯＦＤＭ方式调制后输出中频模拟信号，通过上变频送入放大部分。该调制方式包括ＩＦＦＴ（８Ｍ）和ＩＦＦＴ（２Ｍ）两种模式，分别由６８１７和１７０５个载波组成。每个载波之间的频率间隔非常近，所以交调信号很容易落在频带内，引起交调失真。数字电视的发射机较传统类型，在线性度、稳定性等方面有着更高的要求。对发射机中的功率放大器要求必须工作在较高的线性状态下，增益稳定。

    发射系统的放大部分分为激励和主放大电路。其中激励部分为宽带功率放大器，为确保地面数字电视传输的正常稳定，需要具有良好的稳定性和可靠性，其工作频段在４７０ＭＨｚ～８６０ＭＨｚ，工作状态为ＡＢ类；要求增益大于１０ｄＢ，交调抑制小于－３５ｄＢ，噪声功率密度大于１３０ｄＢｃ／Ｈｚ。本文采用最新的ＬＤＭＯＳ ＦＥＴ器件，及平衡放大电路结构?熏设计数字电视发射机中的驱动级功率放大器，经过优化和调试，满足系统要求。

１ 功率放大器设计

１．１功率放大器的放大芯片选型

    本文采用摩托罗拉ＬＤＭＯＳ ＦＥＴ器件ＭＲＦ３７３作为功放的放大芯片。该芯片在线性、增益和输出能力上相对于ＢＪＴ器件有较大的提升，使发射机的可靠性和可维护性大大提高。与传统的分米波双极型功放管相比，ＬＤＭＯＳ ＦＥＴ具有以下显著优点：

    ·可以在高驻波比（ＶＳＷＲ＝１０：１）情况下工作；

    ·增益高（典型值１３ｄＢ）；

    ·饱和曲线平滑，有利于模拟和数字电视射频信号放大；

    ·可以承受大的过驱动功率，特别适用于ＤＶＢ－Ｔ中ＣＯＦＤＭ调制的多载波信号；

    ·偏置电路简单，无需复杂的带正温度补偿的有源低阻抗偏置电路。

    ＬＤＭＯＳ制造工艺结合了ＢＰＴ和砷化镓工艺。与标准ＭＯＳ工艺不同的是，在器件封装上，ＬＤＭＯＳ没有采用ＢｅＯ氧化铍隔离层，而是直接硬接在衬底上，导热性能得到改善，提高了器件的耐高温性，大大延长了器件寿命。由于ＬＤＭＯＳ管的负温效应，其漏电流在受热时自动均流，而不会象双极型管的正温度效应在收集极电流局部形成热点，从而管子不易损坏。所以ＬＤＭＯＳ管大大加强了负载失配和过激励的承受能力。同样由于ＬＤＭＯＳ管的自动均流作用，其输入－输出特性曲线在１ｄＢ压缩点（大信号运用的饱和区段）下弯较缓，所以动态范围变宽，有利于模拟和数字电视射频信号放大。ＬＤＭＯＳ在小信号放大时近似线性，几乎没有交调失真，很大程度简化了校正电路。ＭＯＳ器件的直流栅极电流几乎为零，偏置电路简单，无需复杂的带正温度补偿的有源低阻抗偏置电路。

１．２ 电路结构选择及比较

    小信号Ｓ参数可以用于甲类放大器的设计，也就是要求信号的放大基本限制在晶体管的线性区域。然而，涉及到大功率放大器时，由于放大器工作在非线性区，所以小信号通常近似无效。此时必须求得晶体管的大信号Ｓ参数或阻抗，以得到合理的设计效果。

    一般说来，甲类工作状态失真系数最小，具有良好的线性度。但是在大功率应用情况下，由于甲类工作状态的效率低（５０％）而不适用。采用甲乙类推挽放大器的电路形式，可以得到与甲类放大器相近的线性指标。

    推挽电路形式由两个独立且无任何内部连接的单管放大器构成，通过两个巴伦进行功率的矢量分配与合成。由于巴伦本身具有变阻的特点，因此大大降低了变阻比带来的阻抗匹配的困难，且巴伦对于偶次谐波具有很好的抑制作用。但是由于巴伦两边间隔过小，两路相互影响较大，所以应用巴伦结构的放大器稳定性较差，且该电路的输入和输出驻波比较差。

    本文采用平衡放大器的形式，结构如图１所示。其工作原理与巴伦结构的电路相似，但是由于３ｄＢ电桥的应用，使得两路射频信号之间隔离较好，有利于两个端口的匹配。相对于单管放大器结构，其优点如表１。

１．３ 匹配网络设计

    由于ＭＲＦ３７３没有提供内匹配，所以要在放大电路中构建匹配网络。数字电视反射系统中的放大电路工作在４７０ＭＨｚ～８６０ＭＨｚ，需要在宽频带范围内实现阻抗匹配。宽带放大器匹配电路设计的基本思想是：在放大器的输入输出及级间都采用电抗匹配网络进行多级阻抗变换。该网络只起匹配作用，不额外损耗功率，可以保证最大的传输系数，对器件特性起均衡作用，并可以满足系统所需要的带宽要求。

    使用器件的ＩＶ曲线或者通过输出功率、工作电压等参数可以确定负载ＲＬ。为使输出功率最大，用ＲＬ表示器件的内部漏极负载，以此作为输出匹配电路的目标。如果一个网络对一个复阻抗有最佳匹配，则网络的输出阻抗等于负载阻抗的复数共轭值。现在的负载阻抗是纯实数ＲＬ，所以最佳输出匹配电路反映到器件漏极负载的阻抗是ＲＬ的复数共轭值，即：

    ＲＬ＝（ＶＤＤ－ＶＤＳ（ｓａｔ））２／２Ｐ

    其中ＶＤＤ是工作电压，ＶＤＳ（ｓａｔ）是拐点电压，Ｐ是输出功率。

    根据上式可以算出，ＭＲＦ３７３的ＲＬ大约为６Ω。

    本文中的放大电路采用分离元件和分布参数元件混合使用的方法。由于电感比电容有更高的热损耗，所以在此类电路中通常避免使用电感，而使用高阻抗的传输线代替。混合类型的匹配网络通常包括几段串连的传输线以及间隔配置的并联电容。该放大器的输入匹配部分采用了四节连阻抗变换，输出匹配采用五节连阻抗变换的混合电路形式。输入、输出匹配网络拓扑图如图２、图３所示。

２ 电路优化与仿真结果

    由于数字电视发射系统要求放大电路必须工作在线性放大状态，可以用小信号Ｓ参数法分析。借助器件厂商提供的小信号Ｓ参数文件，可以用ＡＤＳ对整个电路进行小信号Ｓ参数仿真，得到小信号增益、端口匹配、隔离及稳定因子Ｋ。表２为ＭＲＦ３７３在（Ｖｃｅ＝２６Ｖ、Ｉｃ＝５００ｍＡ）下的Ｓ参数。

    用ＡＤＳ进行电路仿真并不能达到设计要求，需在此基础上进行电路优化。当只有小信号Ｓ参数作为模型来设计功率放大器时，电路优化的步骤一般为：首先尽可能以ＲＬ（相对最大输出功率的负载电阻）匹配为目标，优化和确定输出匹配电路元件值；然后再优化输入匹配电路的元件值，改善增益和输入匹配电路。需要注意的是：在优化前，必须得到尽可能完整的输出电路模型，然后在工作频率下对其优化，达到与ＲＬ的最佳匹配。图４为放大电路的仿真结果，图５为电路最终优化结果。

３ 测试结果

    经过大量实验和反复调试，实测结果如图６所示。该驱动级放大器工作于线性状态。由图６增益曲线图可知，整个频带内增益平坦，为１２ｄＢ左右，与仿真结果大致一样。回波损耗小于１５ｄＢ，带内驻波比小于１．３。输入功率２瓦时，用功率计测得输出功率２５Ｗ，信号幅度稳定，其交调抑制小于－３５ｄＢ。各项指标满足系统要求，与国外同类数字电视发射机中放大器的指标接近，成本大大降低，为今后数字电视发射机的国产化研制奠定了基础。

思维摘录编辑

可用于移动接收地面数字电视的天线设计 
 

 1、在移动中接收数字电视，因为信号是随不同地理位置变化，而信道特性是作动态变化的，这就要求天线对不同信道的动态特性变化的稳定可靠性作出实时反映，在移动中天线须在全方位范围内保证一定的带宽和增益。为此我们设计出一种全方位圆柱体螺旋微带天线，它把1/4波长的微带谐振器呈螺旋状地绕在具有一定厚度(h)的空心圆柱体上，其微带贴片与地板构成同轴圆柱体，体积比较短小，可以和任何载体(例如汽车)共形，同时可以设计成任何规格(50Ω，75Ω)与同轴电缆联结，不须匹配网络，且空芯内部可以安装有源电子器件。

    选择具有一定厚度(h)的介质，是为了增加辐射电导使辐射对应的Qr值和总的QT值下降，从而增加带宽。当介质基片选定后介电常数εr和损耗角正切tanδ这一对数据就同时给出，当εr减小时介质对场的“束缚”就减小，此时天线就易于辐射，但相对于天线的储能就减小，Qr值下降，频带加宽，但εr的减小会使介质基片尺寸加大，选择大的损耗角正切才能使Qr下降频带加宽，但此时天线效率却降低很多，所以要统筹考虑。?

    因为εr和tanδ是频率的函数，所以选择好介质基片后要进行实测，以免设计馈电点的位置出现偏差而影响阻抗匹配。我们选用的介质材料是聚四氟乙烯(PTFE)，按设计尺寸一次冲压而成型，然后用蒸发，离子镀铜工艺镀带线和地板。?

2、对微带带宽W的确定?

    因为带线长度λg/4与εe(等效介电常数，λg＝λ0／εe)有关，当εr和h为已知时，W就取决于εe，可按下列公式计算：W＝C*fr(εr＋12)－12??
式中，?fr——工作频率；?
?C——光速；?
?εr——相对介电常数。?

    数字电视一般工作在470～860MHz范围内，带宽为6～8MHz，增益在4dB左右。当选用小于上式计算出的宽度时，其天线效率将会降低，大于上式时虽然效率较高但易产生高次模影响图像的清晰度。为避免工程上的复杂计算，在设计微带线时对不同介质、不同尺寸的带线特性阻抗，可查阅微带天线工程手册中给出的W/h，εe，Z0值。?

3、对螺旋微带线的修正?

    因为螺旋微带线的终端是开路的，我们理论上认为终端开路具有无限大的开路负载阻抗，实际上它不是真正的开路，在开路端存在着电场的边缘效应，相当于在终端附加了一个终端电容，为了抵消这个终端电容的影响，开路端要比理想设计计算值缩短一个Δl长度。因为终端负载阻抗为无穷大λg/4传输线的输入阻抗为零，当终端负载接有一个附加电容时，如果仍要保持输入阻抗为零，此时微带线就要缩短一个Δl长度。?

    因为λg/4微带线是呈螺旋状缠绕在圆柱体上，在末端产生突变(变尖)，这种突变会引入附加的电抗，所以要针对这种突变对微带线进行修正来抵消这种电抗的影响。?

    其修正值所去掉的Δl值与W、h，εr值有关，用微带线修正理论分析与计算要引入许多复变函数极为复杂，同时又给出许多假设条件，不易得出准确的结果，实际工作中要经过反复实验与积累的经验来修正，Δl一般取微带线的0.2倍。?

    我们设计的?λg/4螺旋贴片天线用切掉微带线的一个角来抵消终端电容，附加电抗的影响，同时它还能微调谐振频率，当切掉T1时会使频率增加，对阻抗匹配影响甚微。当切掉T2时也使频率降低，但对阻抗影响很大，需重新调整，所以设计时将谐振工作频率略往低一点考虑，比较有利。为使螺旋微带天线容易辐射和接收，在边缘地带留有一定距离的辐射缝隙(B)。经验证明两带之间(S)的空间间隔至少为微带宽度(W)的一半时，天线工作效率最好，因此可简单地确定螺旋圈数，为了保证全向方向图，微带宽度不应小于圆柱的直径(D)。馈电方式直接影响到微带线的辐射特性，我们选用50Ω BNC型接插件，背馈输出，接插头的中心线与微带线馈电点联结，接地端与圆柱体内壁地板相连。为使螺旋微带线不受外界环境的影响，在螺旋贴片微带天线外部加一个玻璃外罩保护，预防雨雪侵害。天线底部加一块磁铁吸在汽车顶部。

4、 结束语?
    我国发展数字电视起步较晚，但发展速度非常快，市场特别大，但是缺乏自己专有产权的技术标准，尽管清华正在研制数字多媒体广播地面(DMB-T)标准，交大也正在开发高级数字电视广播地面(ADTB-T)标准，但都还在不断完善之中，中国必须要有自己的自主知识产权的标准。目前，国内厂商已有能力提供业内人士认可的DVB核心设备，也开播了不少数字电视频道的试播节目，所以希望有关部门尽快地公布我国自己的地面数字视频广播标准，创造更好的数字电视环境，让人们享受高科技带来的高清晰度数字电视节目。