数字电视发射机中功率放大器的设计方法

摘要：用最新的LDMOS FET器件，采用平衡放大电路结构?熏设计数字电视发射机中的功率放大器。工作频段在470MHz～860MHz，整个频带内增益在12dB左右，工作在线性状态，交调抑制小于－35dB。

    功率放大器是数字电视发射机中的重要组成部分。通常情况下，数字电视发射机中的信号经ＣＯＦＤＭ方式调制后输出中频模拟信号，通过上变频送入放大部分。该调制方式包括ＩＦＦＴ（８Ｍ）和ＩＦＦＴ（２Ｍ）两种模式，分别由６８１７和１７０５个载波组成。每个载波之间的频率间隔非常近，所以交调信号很容易落在频带内，引起交调失真。数字电视的发射机较传统类型，在线性度、稳定性等方面有着更高的要求。对发射机中的功率放大器要求必须工作在较高的线性状态下，增益稳定。

    发射系统的放大部分分为激励和主放大电路。其中激励部分为宽带功率放大器，为确保地面数字电视传输的正常稳定，需要具有良好的稳定性和可靠性，其工作频段在４７０ＭＨｚ～８６０ＭＨｚ，工作状态为ＡＢ类；要求增益大于１０ｄＢ，交调抑制小于－３５ｄＢ，噪声功率密度大于１３０ｄＢｃ／Ｈｚ。本文采用最新的ＬＤＭＯＳ ＦＥＴ器件，及平衡放大电路结构?熏设计数字电视发射机中的驱动级功率放大器，经过优化和调试，满足系统要求。

１ 功率放大器设计

１．１功率放大器的放大芯片选型

    本文采用摩托罗拉ＬＤＭＯＳ ＦＥＴ器件ＭＲＦ３７３作为功放的放大芯片。该芯片在线性、增益和输出能力上相对于ＢＪＴ器件有较大的提升，使发射机的可靠性和可维护性大大提高。与传统的分米波双极型功放管相比，ＬＤＭＯＳ ＦＥＴ具有以下显著优点：

    ·可以在高驻波比（ＶＳＷＲ＝１０：１）情况下工作；

    ·增益高（典型值１３ｄＢ）；

    ·饱和曲线平滑，有利于模拟和数字电视射频信号放大；

    ·可以承受大的过驱动功率，特别适用于ＤＶＢ－Ｔ中ＣＯＦＤＭ调制的多载波信号；

    ·偏置电路简单，无需复杂的带正温度补偿的有源低阻抗偏置电路。

    ＬＤＭＯＳ制造工艺结合了ＢＰＴ和砷化镓工艺。与标准ＭＯＳ工艺不同的是，在器件封装上，ＬＤＭＯＳ没有采用ＢｅＯ氧化铍隔离层，而是直接硬接在衬底上，导热性能得到改善，提高了器件的耐高温性，大大延长了器件寿命。由于ＬＤＭＯＳ管的负温效应，其漏电流在受热时自动均流，而不会象双极型管的正温度效应在收集极电流局部形成热点，从而管子不易损坏。所以ＬＤＭＯＳ管大大加强了负载失配和过激励的承受能力。同样由于ＬＤＭＯＳ管的自动均流作用，其输入－输出特性曲线在１ｄＢ压缩点（大信号运用的饱和区段）下弯较缓，所以动态范围变宽，有利于模拟和数字电视射频信号放大。ＬＤＭＯＳ在小信号放大时近似线性，几乎没有交调失真，很大程度简化了校正电路。ＭＯＳ器件的直流栅极电流几乎为零，偏置电路简单，无需复杂的带正温度补偿的有源低阻抗偏置电路。

１．２ 电路结构选择及比较

    小信号Ｓ参数可以用于甲类放大器的设计，也就是要求信号的放大基本限制在晶体管的线性区域。然而，涉及到大功率放大器时，由于放大器工作在非线性区，所以小信号通常近似无效。此时必须求得晶体管的大信号Ｓ参数或阻抗，以得到合理的设计效果。

    一般说来，甲类工作状态失真系数最小，具有良好的线性度。但是在大功率应用情况下，由于甲类工作状态的效率低（５０％）而不适用。采用甲乙类推挽放大器的电路形式，可以得到与甲类放大器相近的线性指标。

    推挽电路形式由两个独立且无任何内部连接的单管放大器构成，通过两个巴伦进行功率的矢量分配与合成。由于巴伦本身具有变阻的特点，因此大大降低了变阻比带来的阻抗匹配的困难，且巴伦对于偶次谐波具有很好的抑制作用。但是由于巴伦两边间隔过小，两路相互影响较大，所以应用巴伦结构的放大器稳定性较差，且该电路的输入和输出驻波比较差。

    本文采用平衡放大器的形式，结构如图１所示。其工作原理与巴伦结构的电路相似，但是由于３ｄＢ电桥的应用，使得两路射频信号之间隔离较好，有利于两个端口的匹配。相对于单管放大器结构，其优点如表１。

１．３ 匹配网络设计

    由于ＭＲＦ３７３没有提供内匹配，所以要在放大电路中构建匹配网络。数字电视反射系统中的放大电路工作在４７０ＭＨｚ～８６０ＭＨｚ，需要在宽频带范围内实现阻抗匹配。宽带放大器匹配电路设计的基本思想是：在放大器的输入输出及级间都采用电抗匹配网络进行多级阻抗变换。该网络只起匹配作用，不额外损耗功率，可以保证最大的传输系数，对器件特性起均衡作用，并可以满足系统所需要的带宽要求。

    使用器件的ＩＶ曲线或者通过输出功率、工作电压等参数可以确定负载ＲＬ。为使输出功率最大，用ＲＬ表示器件的内部漏极负载，以此作为输出匹配电路的目标。如果一个网络对一个复阻抗有最佳匹配，则网络的输出阻抗等于负载阻抗的复数共轭值。现在的负载阻抗是纯实数ＲＬ，所以最佳输出匹配电路反映到器件漏极负载的阻抗是ＲＬ的复数共轭值，即：

    ＲＬ＝（ＶＤＤ－ＶＤＳ（ｓａｔ））２／２Ｐ

    其中ＶＤＤ是工作电压，ＶＤＳ（ｓａｔ）是拐点电压，Ｐ是输出功率。

    根据上式可以算出，ＭＲＦ３７３的ＲＬ大约为６Ω。

    本文中的放大电路采用分离元件和分布参数元件混合使用的方法。由于电感比电容有更高的热损耗，所以在此类电路中通常避免使用电感，而使用高阻抗的传输线代替。混合类型的匹配网络通常包括几段串连的传输线以及间隔配置的并联电容。该放大器的输入匹配部分采用了四节连阻抗变换，输出匹配采用五节连阻抗变换的混合电路形式。输入、输出匹配网络拓扑图如图２、图３所示。

２ 电路优化与仿真结果

    由于数字电视发射系统要求放大电路必须工作在线性放大状态，可以用小信号Ｓ参数法分析。借助器件厂商提供的小信号Ｓ参数文件，可以用ＡＤＳ对整个电路进行小信号Ｓ参数仿真，得到小信号增益、端口匹配、隔离及稳定因子Ｋ。表２为ＭＲＦ３７３在（Ｖｃｅ＝２６Ｖ、Ｉｃ＝５００ｍＡ）下的Ｓ参数。

    用ＡＤＳ进行电路仿真并不能达到设计要求，需在此基础上进行电路优化。当只有小信号Ｓ参数作为模型来设计功率放大器时，电路优化的步骤一般为：首先尽可能以ＲＬ（相对最大输出功率的负载电阻）匹配为目标，优化和确定输出匹配电路元件值；然后再优化输入匹配电路的元件值，改善增益和输入匹配电路。需要注意的是：在优化前，必须得到尽可能完整的输出电路模型，然后在工作频率下对其优化，达到与ＲＬ的最佳匹配。图４为放大电路的仿真结果，图５为电路最终优化结果。