集成MOSFET驱动器的全桥移相控制器-LM5046(四)

* 软关断技术
    软关断端给出一个附加的柔性，允许功率变换器进入UVLO期间和打呃模式下。如果SS OFF端拉上到5V的REF端，功率变换器在任何条件下都将硬关断。硬关断驱动每个输出都立即到低电平。

* 过热保护
    内部的过热关断电路，提供了在最高结温超出时保护集成电路。此时芯片为160℃，控制器强制进入关断状态，偏置稳压器被禁止，在过热关断期间，SS和SSSR电容全部放电，控制器在结温降到140℃以下时进入正常起动顺序。

* 应用信息
    移相全桥式工作模式(PSFB)移相全桥拓扑是从全桥拓扑派生出来的，当适当地加工可以使PSFB拓扑实现初级功率MOSFET的零电压开关，而且保持恒定的开关频率，ZVS特点是可以减少开关损耗，降低EMI发射，PSFB的实现系采用LM5046完成的，工作过程描述如下：
    (1)工作状态1(功率传输，主动模式)
    PSFB拓扑的功率传输模式象硬开关的全桥，当桥路对角线的两个MOSFET导通时(HO1和LO2或HO2和LO1)。一个功率传输周期从初级到次级开始丁作，图8给出对角开关HO1和LO2工作的状态。在此状态，所有VIN加到功率变压器的初级，由次级线圈降压。

    (2)工作状态2(主动到从动传输)
    在功率传输周期结束后，PWM关断开关LO2，在初级侧，折回的负载电流加上励磁电流经由SW2结点返回VIN，从主动到从动传输在HO2体二极管或HO2导通时完成，无论谁早一些完成。延迟总是插入的，其由设置RD2给出合适的值，HO2仅在体二极管正偏时导通，在此模式下，Imag +Ilplak作为电流源给SW2结点处的寄生电容充电。在轻载条件下，它用更长的时间将SW结点推向VIN。
    主动到从动的传输时间可以用下式近似求出：
   
    此处，Im是励磁电流，NTR是变压器匝比，Ilpesk是输出滤波电感电流的峰值，Cparasitic是结点SW2处的寄生电容。
    (3)工作状态3(自由运转／从动模式)
    在自由运转时与传统全桥初级四个MOSFET全部关断不同，在PSFB拓扑中变压器的初级被顶部两个MOSFET(HO1、HO2)短路，或者被底部两个MOSFET短路，在CLK周期内，顶部MOSFETHO1和HO2保持共同导通。进一步在二次侧很像传统全桥拓扑，同步整流的MOSFET两个都被激活，
在此状态，没有能量传输，滤波电感电流通过同步整流的MOSFET在运行。
    (4)工作模式4(从动到主动传输)
    在开关周期结束时，也就是振荡器测定出电流CLK周期后，初级开关HO1和二次侧FET，SR1同时关断，结点SW1处的电压开始降落到GND，这是由于功率变压器的漏感加上传输电感和SW1处的寄生电容之间的谐振造成的，励磁电感在此时被短路，因此它没有任何动作，LC谐振的结果形成半个正弦波，其周期取决于漏感和寄生电容，正弦半波的峰值是负载电流的函数，由从动到主动传输时间由下式给出：
   
    当由仔细增加漏感或增加一个外部串入电感来调谐时，正弦谐振波形峰值由LO1体二极管箝住，在此时ZVS在LO1开关时实现。
    CLK周期的开关顺序如下：开关LO1主动期令对角的LO1和HO2导通，传输功率，功率传输周期结束，此时PWM关断HO2紧随着是主动到从动传输。此时LO2导通，在自由运转时，LO1和LO2两者激活，从这个顺序可以推断，右上部和左下部MOS导通(HO2、LO2)其由PWM信号终止，结束
功率传输周期，SW2结点总是见到主动到从动的传输，进一步，MOSFET导通桥的左上和左下，总值CLK结束时关断，此自由运转周期，SW1结点总是见到从动到主动的传输。
    (1)控制方法选择
    LM5046是一个多功能的PWM控制IC，它既可以组成电流型控制，也可以组成电压型控制，选择控制模式通常取决于设计师的偏好。下面必须考虑的是选择控制方法。电流控制型能固有地平衡磁密，全桥拓朴等其它双输出拓朴，必须防止磁芯饱合，任何不对称的伏秒积加到两相之间都会导致磁密不平衡，这会导致变压器的DC偏移，伏秒积不平衡可以由电流型控制解决，在电流型控制中，初级电流信号状态与相应误差信号比较去控制占空比，在稳定状态下，这个结果在每一相工作终止时由脉宽调节相同的峰值电流，于是有了相同的伏秒积。
    电流控制型对噪声和次谐波振荡是敏感的，当采用电压控制型时，使用大的斜波给PWM，这样就不敏感了。电压型控制采用电压前馈的方法有了很好的线路瞬态响应。当用电压控制型时，可以用一支DC电容与变压器初级线圈串联，来防止任何的磁密不平衡导致的变压器磁芯饱合。

* 用LM5046作电压控制型
    LM5046作电压型控制时，外部电阻RFF接到VIN和RAMP端，电容CFF接到RAMP和AGND，RAMP端需要建起一个锯齿波调制斜波信号，如图8。在RAMP端信号的斜率将随着输入电压变化。改变的斜率提供必要的线路前馈信息以改善线路的瞬态响应。以此做电压型控制，用恒定的误差信号，导通时间的变化反比于输入电压(VIN)以此稳定变压器初级的伏秒积，用线路前馈的斜波给PWM控制所需，从而提高线路调整率，在改变输入电压时作环路补偿。进一步电压控制型对噪声不太敏感。不需要前沿滤波。因此它对宽输入电压变化的情况是一个好的选择，电压型控制需要Ⅲ型补偿网络，可以完整的结合L-C的输出滤波器的极点。
    推荐CFF电容值的范围从100PF到1800PF，参考图8，可以看到CFF值必须足够小，以便当时钟脉宽在50nS时能放电，内部放电MOSFET的RDS(ON)为5．5Ω，RFF的值由下式计算：
   
    例如，设VRAMP为1．5V，在VIN MIN为36V时，fosc=400kHz，CFF=470pF，这时RFF为125kΩ。(未完待续)