单极性PWM技术在雷达天线控制中的应用

摘要：文中对比了单极性和双极性PWM的技术特点，并叙述了现有的半桥驱动IC在应用中的局限性。利用一些简单的逻辑门，设计了一个单极性PWM逻辑分配电路，经过半桥驱动IC功率放大，驱动由IGBT组成的H桥功率转换电路，实现对雷达天线的伺服控制。上述方法构成的电路，解决了动态自举问题、提高了雷达天线转速及功率转换电路的效率。
关键词：单极性PWM；双极性PWM；半桥驱动IC；逻辑门；动态自举

    随着大功率半导体技术的发展，全控型电力电子器件组成的脉冲宽度调制(PWM)技术在雷达天线控制系统中得到了广泛的应用。雷达天线控制系统一般采用脉冲宽度调制(PWM)技术实现电机调速，由功率晶体管组成的H桥功率转换电路常用于拖动伺服电机。根据在一个开关周期内，电枢两端所作用的电压极性的不同分为双极性和单极性模式PWM。
    双极性PWM功率转换器中，同侧的上、下桥臂控制信号是相反的PWM信号；而不同侧之间上、下桥臂的控制信号相同。在PWM占空比为50％时，虽然电机不动，电枢两端的瞬时电压和瞬时电流都是交变的，交变电流的平均值为零，电动机产生高频的微振，能消除摩擦死区；低速时每个功率管的驱动脉宽仍较宽，有利于保证功率管的可靠导通。但是，在工作过程中，四个功率管都处于开关状态，开关损耗大，而且容易发生“直通臂”的情况；更严重的情况在于——电机电枢并非绝对的感性元件，在电机不动时，由于此时通过电枢上的交变电流，电枢的内部电阻会消耗能量，造成了不必要的损耗，降低了功率变换器的转换效率。
    单极性PWM功率转换器中，一侧的上、下桥臂为正、负交替的脉冲波形，另外一侧的上桥臂关断而下桥臂恒通。在工作时一侧的上、下桥臂总有一个始终关断，一个始终导通，运行中无须频繁交替导通，因而减少了开关损耗；在PWM占空比为0％时，电机停止，H桥完全关断无电流通过，此时电机的内部电阻不消耗能量；由于单极性比双极性PWM功率变换器的电枢电路脉动量较少一半，故转速波动也将减小。但是，单极性和双极性PWM都存在可能的“直通臂”情况，应设置逻辑延时。
    在进行H桥功率转换电路设计的时候。需要解决一个基本的问题一高端门悬浮驱动。通常有如下几种方式：第一，直接采用脉冲变压器进行隔离及悬浮；第二，采用独立的悬浮电源；第三，动态自举技术。前两种方法使用时大量使用分立元件，增加了调试难度、电路的可靠性变差、印制电路板的面积相应变大。而动态自举技术目前已被许多专用电路采用，此类产品集成度高、体积小巧、性能稳定、使用单一电源即可对栅极驱动。但是此类器件在使用时，必须外接自举二极管和自举电容，并连接合适的充放电回路，组成一个动态自举电路。这个动态自举的过程必须是循环往复的，才能保证H桥高端栅极的开通和关断。下面设计的单极性PWM电路将会解决上述问题。

1 H型单极性PWM的设计
1．1 脉冲分配电路的设计
    在这里，我们首先设计了一个单极性PWM脉冲分配电路，如图1所示。输入信号包括一个方向信号和一个脉冲宽度调制信号，这两个输入信号经过脉冲分配便产生单极性PWM脉冲。信号地和功率地通过高速光电耦合器隔离。调节脉冲宽度调制信号的占空比即可调节单极性PWM脉冲的占空比。这里的方向信号用来切换电动机转动的方向，这种做法区别于双极性PWM中的转动方向靠PWM的占空比来决定的做法。值得注意的是图1中的NE555电路，起到脉冲检测的作用。当脉冲宽度调制输入信号脉冲丢失时，此时输出低，将低端强制拉低，整个H桥关断。电路的仿真波形如图3所示。

1．2 驱动和功率转换电路设计
    脉冲分配电路产生的单极性PWM脉冲，送入半桥驱动器放大。如图2所示，国际整流器公司生产的IR2308和由IGBT组成的H桥驱动和功率转换电路。IR2308在驱动高端栅极时，必须外接自举二极管和自举电容，当Vs脚通过低端IGBT和电机负载拉到地时，自举电容由直流+18 V通过自举二极管对电容充电；低端IGBT关断时，电容通过IR2308的内部推挽结构经HO脚对高端IGBT栅极充电，使其饱和导通。IR2308内部死区保护单元为IGBT开关延时提供了死区时间，消除了“直通臂”的现象。在正常工作时，由于对侧低端的IGBT始终开通，故此时自举电容可以通过电机负载对地充电，减小了因对高端栅极的充电导致的自举电压降的波动，可以看出这是一个动态自举的过程。
1．3 自举元件的计算
    自举元件参数的选择对自举效果存在重要影响。以下方程详述了自举电容提供的最小充电电荷：
   
    其中：Qg为高端IGBT的门电荷，f为工作频率，ICbs(leak)为自举电容漏电流(使用瓷片电容时可忽略)，Iqbs(max)为最大VBS静态电流，Qls为每个周期的电平转换所需要的电荷。自举电容必须能够提供上述电荷，并且保持满电压，否则可能会导致自举电压产生很大的纹波，当低于自举电压欠压封锁电压时，使得高端输出停止。因此自举电容上的电路至少要取公式(1)计算值的两倍才比较稳妥。最小的自举电容值可以通过下面的公式来计算：
   
    其中：Vcc为逻辑电路部分的电压源，Vf为自举二极管的正向压降，VLS为低端IGBT上的压降，VMin为‰与Vs之间的最小电压。自举电容漏电流ICbs(leak)仅与自举电容是电解时有关，如果采用其他类型的电容，则可以忽略，因此尽可能使用非电解电容。自举二极管必须能够承受线路中的所有电压；在图2的电路中，当高端IGBT导通并且大约等于母线电压Vbus时，就会出现此现象。自举二极管的高温反向漏电流特性在那些需要电容来保存电荷-段延时时间的应用中是一个重要的参数。同样，为了减小由自举电容馈入电源的电荷，应选用超快速恢复二极管。推荐自举二极管的特性如下：最大反向电压：VRRM≥母线电压Vbus；最大反向恢复时间：trr≤100 ns；正向电流：IF≥Qbsf。

2 实验验证
2．1 实验方法和器件参数选取
    本实验由TI公司的TMS320LF2407A DSP自身的PWM发生器产生频率f=20 kHz的脉冲宽度调制信号，PWM的占空比可调范围为0％～90％，同时使用I／O口输出方向信号；电动机采用100 V／2 A的直流伺服电机，电枢回路总电阻Ra=8．1 Ω。
    使用H桥电路驱动100 V／2 A的直流伺服电机，所以要求H桥的母线电压Vbus是100V，流过各开关的最大电流为2 A。因此电桥使用的IGBT的集电极一发射极间电压VCES的绝对最大额定值应该大于100 V，集电极电流IC的最大额定值在2 A以上。对于电动机这样的感性负载，当驱动电压突动机产生的反电动势烧坏开关器件，在H桥各开关中必须接入续流二极管，用于吸收反电动势。很多开关用IGBT在集电极和源极之间内藏续流二极管，因此二极管的应该满足峰值恢复电流Irr大于2 A(100 V／2 A的直流伺服电机)，反向电压UR应该大于H桥供电电压100 V。仙童公司生产的IGBTFGA25N120满足上述要求，参数裕量很大，如表1所示。将表1中相关参数带入公式(1)得出自举电容提供的最小充电电荷Qbs=612．5 nC，代入自举二极管正向电流公式即可计算出自举二极管正向电流Ip≥12．25 mA，综合考虑上面推荐的自居二极管特性，我们选用HER207。将最小充电电荷Qbs带入公式(2)得到最小的自举电容值C≥113．4 nF，选用220 nF的高压瓷片电容。

2．2 雷达天线实际应用中的效果
    如图2所示，H型双极性PWM的电机电枢两端平均电压可以表示为：
    UAB=τ(Vbus-2VCE(sot))，τ为占空比       (3)
    当τ=0％时，此时UAB=0 V，电动机停止转动。测得逻辑控制端，HIN1=0、LIN1=0、HIN2=0、LIN2=0，此结果与图3(c)仿真逻辑一致。因为此时H桥的4个IGBT全部关断，故此时不存在开关损耗；尽管电动机存在内部电阻，但此时没有电流流过H桥，电动机也不消耗能量。当τ=100％时，其结果与τ=0％时完全相同。当τ=90％时，这个时候电压的占空比很宽，天线处于一个比较高的转速，测得流过电机电枢平均电流Iov为1．72 A，由(3)计算出电枢两端平均电压UAB=86．4 V，那么电源输入功率为：
    Pout=UABIov=86．4Vx1．72 A≈148．61 W          (4)
    电枢回路总的铜损耗为：
    Ploss=Iov2Ra=(1．72 A)2x3．91 Ω≈23．96 W     (5)
    此部分能量浪费在电枢内部电阻上，转变为热能。由直流电动机稳态运行时的基本方程式：
    UAB=Ea+EovRa      (6)
    其中：Ea为电动机的感应电动势式(6)两边同时乘以Iov：
    UABIov=EaIov+Iov2Ra      (7)
    即：Pout=PM+Ploss        (8)
    故电磁功率为：
    PM=Pout-Ploss=148．61 W-23．96 W=124．65 W     (9)
    此部分功率由电功率转换为电磁功率，从而拖动天线，测得天线的实际转速n=6 r／min。此时的转换效率为：
   
    H型双极性PWM的电机电枢两端的平均电压可以表示为：
    UAB=α(Vbus-2VCE(sot)-(1-α)(Vbus-2VCE(sot))=(2α-1)(Vbus-2VCE(sot))，α为占空比          (11)
    当α=50％时，此时UAB=0 V，电动机停止转动。但是此时电机电枢两端的电流是交变通断的，因此会消耗功率电枢内部电阻上，同时IGBT由于每个周期的交替导通和关断，会存在4个IGBT开关损耗。与单极性PWM占空比α=90％相对应的双极性PWM占空比为UAB=95％，此时电枢两端平均电压=86．4 V。但在一个开关周期里，比单极性PWM电路要多出两个IGBT开关损耗，同时电枢内部电阻在整个开关周期里都消耗功率。因此可以发现，双极性PWM较单极性PWM电路在拖动天线时，浪费在开关损耗和铜损上的功率更多，从而导致转换效率的降低，也降低了天线的转速。

3 结论
    上面设计的H型单极性PWM电路，克服了双极性PWM电路在电机停止转动时仍然有损耗的缺点；在电机运转时，功耗也相应减小，提高了转换效率，进一步提高了转速。目前，市场上类似的H桥驱动器也能够完成上述功能，比如美国国家半导体的LMD18200。但是类似的集成芯片母线供电电压一般较低(一般只有几十伏)、功率有限、而且价格昂贵。文中设计的电路，仅通过增加逻辑实现H型单极性PWM功能，母线供电电压可高达上百伏。