用于LED驱动器的改进型CMOS误差放大器的设计

0 引言

现代便携式数码设备离不开显示器，而作为显示器背光源的白光LED(发光二极管)在很多方面(比如使用寿命，能耗)都有着优于传统CCFL(Cold Cathode Fluorescent Lamps，冷阴极荧光灯)数倍甚至数十倍的性能，所以，由它作为显示器背光已成为一种趋势。

由于白光LED的亮度受其驱动电流影响较大，因此设计稳定电流的驱动器一直是一个技术热点，其中的一种方法是采用串联式的连接LED方式，这种方式结构复杂，而且需要电感，因此会产生EMI，且占用芯片面积大，成本高；另一种方式是采用电荷泵提供并联的几路恒定电流，这种方式无需电感，所以不会出现第一种方式的EMI等问题。本文所述的EA就是用于此种电荷泵的LED驱动器，它可保证充电电流恒定以实现低噪声工作。

EA作为一种基本的集成电路(IC)模拟电路单元，以其高精准的电压基准、低噪声、高的电源噪声抑制比(PSRR)和高的共模抑制比(CMRR)。而被广泛用在了模数转换器ADC、数模转换器DAC、LDO驱动器、及射频电路中。文中设计了一款用于电荷泵的新型EA，与以前出现的EA相比，该EA的特点如下：

1)误差放大器的输入级电源由电荷泵的稳定输出偏置，而非不断下降的，从而保证了供电的稳定性；

2)引入动态补偿电路，以保证频率特性，同时降低了成本，传统的方法是用外接电容和其等效串连电阻进行频率补偿；

3)电容中的弥勒电容不但补偿了频率，还进一步改善了电路的PSRR性能；

4)一些附加电路，如：启动电路、负载电流采样、过流保护等可进一步提高整个电路的精度。

1 电路设计

该改进型误差放大器的电路以及一些附加电路和反馈电路如图1所示，为了方便分析，图中把各个功能模块用虚线划开。

1.1 误差放大器

此电路的核心是一个高增益大PSRR的跨导运算放大器(OTA)，其它包含一级放大器Gml，二级放大器Gin2，和一个频率补偿电路。其中Gml是差分输入的基本对称OTA，它将从正端和负端分别反馈回来的基准电压和VOUT分压信号放大。偏置电流模块由M7、M8、M11、M12、M13、M14、M15以及R3组成。偏置电流I0是I3的两倍，由基准电压Vref、NMOS管M15的阈值电压和R3来设定。而M7和M8的源端都接到电荷泵的输出VOUT，因此可以通过设定M7、M8使误差放大器在VOUT达到某个值(如3.6 V)时才工作。同时这一部分还会产生一个SN信号来启动过流保护单元，并提供偏置。Gm1的输出级是一个电流放大结构，由M3、M6、M9和M10构成，放大比例为3：1，即：  (W／L)6：(W／L) 5=(W／L)4：(W／L)3=3：1，其中W和L分别是晶体管的宽和长。这个比例是在折衷考虑增益带宽、相位余量和输出噪声后得到的。

第二级放大电路的增益Gm2主要用来增加电路的开环增益，并减小误差放大器的输出阻抗，从而增大带宽。它是一个反相放大器，由M20和M21组成，两个管子都有较大的宽长比。频率补偿电路中M16和M20的宽长比决定了电路的低频开环增益。

为了改善电路的频率特性，本设计中运用了两种补偿电路。一个是动态频率补偿电路，如图1中的由开关电阻和MOS管寄生电容组成的RC网络，它可以通过去采样负载电流来改变MOS管的工作点，即：通过改变开关电阻和MOS管寄生电容的值来实现动态补偿。由于其零极点频率会随负载电流的增加(减小)而增加(减小)，因此，电荷泵单位增益频率(UGF)在负载变化时基本保持不变，这就保证了电荷泵在全负载范围内能够稳定工作。图1中的动态频率补偿电路包括M16、M17、M18、M19和C2，其中，M16、M18和C2不仅仅是放大器Gml的负载，同时还有频率补偿的功能。这里将M18的栅面积设计得很大，用以产生一个大的寄生电容。电流采样电路中的M31和M19组成一个镜像电流源，设计它们的W／L比为1：5。通过晶体管工作基本原理可知，M18的栅压VGM18为：

从上式可以清楚的看到VGM18和IS的关系(采样电流，这里IS≈IGM／3000)，即：VGM18随着IGM变化。也就是说RC动态补偿网将会随着IGM的变化而变化。

电路中的另外一个频率补偿用到了第一和第二级放大器之间的电容C1，反馈从输出引入，这种方法同时增大了电路的PSRR。

1.2 其它功能模块

另外，在设计本电路时，还应当设计一些其它的功能模块，包括：启动电路、电流采样、过流保护等电路。

不同于传统方法，本设计将Gml差分输入的电源偏置连接在电荷泵的输出电压VOUT上，而不是VIN，这就使得此偏置电压非常稳定，其原因在于VOUT的纹波很小，而且噪声极低。

然而，这种设计也会产生一个问题，即：VOUT在系统上电之初为零，而此时EA又不工作，使得整个电路无法工作，所以，需要增加一个启动单元，以使系统在刚上电时就可使电荷泵工作，从而使VOUT上升，当VOUT增大到阈值时，EA开始工作。当电路启动起来以后，电荷泵驱动电压则由EA输出控制M22、R4和M24使能开启电路，而M23、M25、M26和R5将其关断。

系统中的电流采样电路采取一个与IGM成正比的小电流IS，此电路由M27、M28、M29和M30组成。应将M27的栅极和电荷泵中电流镜的栅极相连接，可将采样比例设定为1：3000。其采样原理如下：

由于基准电路提供的是一个非常小的偏置电流(大概1μA)，那么M28的栅源电压VGS也就很小，差不多就是其阈值电压。而M29的宽长比W／L被设计得很大，那么采样电流IS就很小，则M29的栅源电压VGS也很小，因此，M27和电荷泵中开关管的VDRAIN差不多大小。其过流保护电路包含M32、M33和M34。这里，M34和电流采样电路的M31相互镜像。它是通过采样电流IS来控制电荷泵中开关管的栅极电压，因此限制了最大值。在正常范围内，IS很小，M32和M34一起驱动，M33的VGATE为高，过流保护单元不工作。当IGM增加时，M34的VDRAIN(或者M33的VGATE)将慢慢减小。当增大到某个值时，M33完全导通，反馈回路将VDRIVER限制在某个值，从而限制IGM，实现过流保护功能。M32、M33和M34的尺寸在设计时应注意匹配。限流工作时，电路形成一个反馈回路，C3作为弥勒补偿以使限定电流稳定。

2 仿真结果

为了评估所设计电路的性能，本系统利用Hynix 0.5μm CMOS工艺进行仿真。图2给出了HSPICE仿真在不同电源电压下频率与增益的比较结果，仿真结果表明在很宽的频率范围内．增益超过60 dB。

不同电源电压下PSRR与频率的关系及不同IGM下CMRR与频率的关系分别在图3和图4中给出。结果表明，该电路的PSRR和CMRR分别可达到65 dB和70 dB。

为了进一步测定设计的可用性，这里还绘制了一个用到该EA的恒流电荷泵版图，如图5所示，以便开展后续工作。

3 结束语

本文基于对称OTA结构，设计了一款用于低噪声恒流电荷泵的误差放大器EA，即在传统的设计基础上引入了动态频率补偿及弥勒补偿。新设计的EA不仅降低了输出波纹及噪声，而且改善了稳定性。从电路分析和仿真结果可以看到在100 Hz～10 MHz频率范围内，其增益高达60 dB，PSRR为65 dB，而CMRR则高达70 dB，系统达到了较高的性能。