基于单片机的UPS数字化锁相技术

摘要：为了使运行中的不间断电源(UPS)保持输入、输出的电压、频率和相位一致性，结合锁相环原理，并利用单片机实现了高精度的数字锁相环。通过捕获中断和周期中断获取的输入、输出相差，经过分段式变PI控制器，计算出载波周期的补偿量，采用分组线性插补再调制技术，改变了每个载波周期值，从而实现了高精度数字锁相功能。在此，给出了硬件实现电路及软件流程图。通过实验验证了该方案的可行性。

关键词：不间断电源;数字;锁相环控制

1 引言

随着信息技术的迅速发展和计算机的日益普及，对电源系统供电质量和可靠性的要求越来越高，不间断电源(UPS)的应用也越来越广泛。在运行时，要求UPS的输出电压、频率和相位都与市电保持一致，这样才能在市电发生变化时保证UPS向负载提供不间断、稳定的电能，且不对负载产生过大的冲击。所以，UPS中的逆变器须有锁相环节，以保证UPS与市电的同步。同步锁相控制应具备下述功能：

①当电网频率满足精度要求时，使逆变器与电网同步运行;

②当电网频率超出精度要求范围或电网发生故障时，使逆变器与内部高精度的基准频率同步运行。此外，两种状态之间的转换要平稳，以免造成转换过程中逆变器工作频率的剧烈抖动。

锁相可分为模拟锁相和数字锁相。与传统的模拟锁相相比，数字锁相不仅能简化硬件电路的设计，降低成本，还可解决模拟电路中需要调整电路参数，以及器件的老化和温漂等问题，大大提高了电路的可靠性和锁相精度。在此，讨论了逆变器的输出电压数字锁相技术[1,2]。

2 数字锁相环

2.1 锁相原理

锁相环是一个闭环的相位控制系统，能够自动跟踪输入信号的频率和相位。图1示出普通的模拟锁相环控制框图。它由鉴相器(PD)、低通滤波器 (LPF)和压控振荡器(VCO)组成。通过将VCO的输出电压信号uout(t)和电网电压的采样信号uin(t)这两路频率与相位不同的信号送入鉴相器，生成误差信号Ue(t)，该信号是相位差的线性函数。ue(t)经过低通滤波器后输出电压信号UD(t)。VCO在uc(t)的控制下将改变uout(t)的频率和相位，以减小uout(t)的频率和相位差。

在UPS的数字化控制中，传统的模拟锁相环改变为用软件实现的数字锁相环。旁路电压ub和逆变器的输出电压uoi分别经过过零检测电路转换为方波信号，单片机的捕获单元在捕获到方波信号每个上升沿到来时，读取定时器的计数值。图2示出电压捕获示意图。

旁路电压ub和逆变器的输出电压uoi这两个捕获单元共用一个定时器的计数器，计数器溢出时自动清零。用每一次的旁路电压上升沿时刻减去之前的输出电压上升沿时刻即为uoi与ub的相位差。图3示出数字锁相的实现。

2.2 数字锁相方法

对采用SPWM 控制的逆变器，可固定载波比N(N=fc/f1)，通过改变三角载波周期Tc，即频率fc，可改变输出的交流电压基波频率f1。这里正是采用这种方法来调节逆变器的输出电压和输出频率，从而相应地调节相位，以完成逆变器输出频率的相位跟踪市电的锁相过程。在图3中，若Td ，则uoi的相位超前ub，需要增大逆变器的输出载波周期T1PR值;反之若Td>T/2，则uoi的相位滞后ub，需要减小逆变器的输出载波周期T1PR值，直至Td在允许范围内，即实现了锁相。

为了实现对电网电压、频率和相位的跟踪，可利用一个比较器进行过零检测，以提高抗干扰能力及保证检测的快速性，工程上所用的比较器一般为滞环比较器。图4示出过零检测滞环比较器电路及其输出波形。

为了实现锁相，程序中采用了一个单增模式计数器，计数溢出后自动清零，由单片机的定时器TA来充当。同时设定两个寄存器ophs和kx。当逆变器的输出电压上升沿发生触发中断时，将捕获通道的计数值赋给ophs;同理，当ub中断时，将捕获通道的计数值赋给kx，两值相减即为相位差。

2.3 数字锁相环路传函

在数字锁相控制中，图1的环路滤波器用比例积分环节替代，压控振荡器变成数控振荡器，并通过相位累加器予以实现。改变uoi的相位，以跟踪输入电压的相位是非常困难的，因此在实际中一般通过改变逆变器的 频率来达到跟踪输入电压相位的目的。这里也正是采用这种方法来锁相的，所以逆变器可等效为纯积分环节。

为了保证稳态时逆变器跟踪电网相位的误差为零，环路滤波器采用分段式变PI调节器，PI调节器的传递函数表达式为： (1)

式中Kp,KI——比例环节和积分环节的系数

当采样周期很短时，映射到z域时有： (2)

在数字控制中，由文献[3]可知，数控振荡器的z域传递函数为： (3)

式中ω——输入电压角频率

z-1——延时一个采样周期

——积分环节，相当于模拟锁相环s域的传递函数1/s

T——锁相环的采样周期，T=2π/ω

针对环路各部分环节，系统的闭环传递函数为： (4)

式中K1——比例环节P参数

K2——积分环节I参数

特征方程为：

z2+(K1+K2-2)z+(1-K1)=0(5)

根据离散系统奈奎斯特判据，环路稳定的充分必要条件是闭环传递函数特征方程的特征根全部位于z平面的单位圆内，解得环路的稳定条件为K1> 0;K2>0;2K1+K2<4。由此可确定P和I的参数值。

2.4 数字锁相程序

程序上安排单片机的两个捕获中断程序及周期中断程序，以完成检测和计算任务。

(1)逆变输出电压捕获中断程序 该程序的任务是实现逆变器的输出电压过零点的检测及时刻的读取。当CAP口捕获到逆变器的输出电压对应的方波上升沿时，进入CAP中断程序，读取TACH1的值，并赋给ophs，它代表了逆变器输出电压的相位值。

(2)旁路电压捕获中断程序 该程序的任务是实现旁路电压过零点的检测及时刻的读取，并且计算相差作为PI调节，得出载波周期的总调节量。当CAP口捕获到旁路电压对应的方波上升沿时，进入CAP中断程序，读取TACH0的值，并赋给Kx，它代表了旁路电压的相位值。

相位差的计算公式为Phasemin=kx-ophs。当相位差寄存器Phasemin超出锁相误差允许范围时，通过数字PI调节器进行闭环控制，在此采用分段式变PI调节器得出锁相调节量。

(3)周期中断程序 在旁路电压捕获中断程序中，已得到一个逆变器输出电压周期总的载波周期调节量。此时，采用文献[4]中提到的分组顺序插补方式再调制SPWM，可大大提高一个正弦周期的最小相位差与相位控制分辨率之比。

图5示出逆变器输出电压CAP的中断程序、周期中断程序、数字锁相程序流程图。可见，相临的两次输入输出捕获中断获取输入输出的相位值。在输入中断中，两值相减得到相位差，继而判断相位差处于何种范围，在程序中对于相位差的大小划分成大中小3个区间，采用分段式变PI调节，在大区间，P和I的参数值都较大;在中区间，P的值保持不变，I的值减小;在小区间，P和I的值都较小。这样可满足快而准的锁相要求。经过PI调节器计算得到一个输出周期的调节量△-pll，把它累加到上次的T2PR上。在周期中断中，通过分组线性插补的再调制方式，将该程序分为两组，计算每次载波周期的周期值 Tc，并赋给PMOD。其中，市电相位相当于给定，而逆变器的输出电压相位相当于反馈，PI的输出用以微调载波周期Tc。设计合理的PI调节器参数，可确保锁相过程快速、稳定和准确。

2.5 分组线性插补与锁相精度[5]

一个UPS系统中，当晶振频率为f，载波最小数单位为1，则最小时基对应1/f，记为T1。载波由采用连续增减技术方式的计数器形成，每个载波周期的最小控制误差为2T1，载波比为N，则每个输出正弦周期的最小相位差为2NTl，相位控制分辨率为2NT1/T(T为输出正弦周期)。由文献[4]可知，采用分组线性插补再调制方法后，最小相位差为2DTl，相位控制分辨率为2DTl/T。由此可见，采用分组线性插补再调制方法后，相位控制分辨率提高了N/D倍，所分组数D越小，控制分辨率越高。这里，N=64，f=8MHz，则T1=125ns，逆变器的输出正弦周期T=20ms，若不采用分组线性插补，则每个正弦周期最小相位差为 64×2×125ns=16μs，即(16μs/20ms)×3600=0.2880，相位控制分辨率为2×64×125ns/20ms=0.08%。若采用分组线性插补的方法，取D=2，则每个正弦周期最小相位差为2×2×125ns=0.5μs，即(0.5μs/20ms)×3600=00090，相位控制分辨率为2×2×125ns/20ms=0.0025%。采用分组线性插补后，每个周期的最小相位差减小了，同时相位控制分辨率也有很大的提高，可以实现高精度的锁相控制。

3 实验结果

该锁相方法已成功用于50Hz/220V在线式UPS的锁相控制中。图6示出逆变器的输出电压uoi和旁路电压ub实验波形。

4 结论

探讨了采用单片机的数字锁相控制技术。实验结果表明，其锁相精度高，易于实现，而且可以很好地实现逆变器输出电压的同步锁相。实验结果验证了该方法的可行性和有效性。