一种高效的柔性智能照明节电控制装置

摘要：提出一种以串联调整式PWM交流斩波器构成的照明节电控制装置，用于集中控制一组照明灯具以达到节电的目的。为提高该节电装置的效率，进一步采用了非互补PWM交流斩波器控制法和器件并联技术。此外，为使该节电装置能适应各种照明负载，系统采用变压器初级短路的旁路抗冲击技术。实验结果证明，所开发的智能节电装置效率和可靠性非常高，适合于多种不同类型的负载。
关键词：斩波器；串联补偿；器件并联

1 引言
    传统的照明装置如路灯照明系统是一种刚性照明系统，作为负载的灯具被动地从市网吸收电能。随着市网电压波动，灯具吸收的功率大幅变化，产生的照度也仅与市网电压有关。如果按照人们社会活动和日常生活规律对照度的实际需要来灵活、主动地控制灯具照度，将会节省很大一部分电能，这样的照明系统称为柔性照明控制系统。该装置应满足以下要求：①作为节电控制装置，自身效率必须很高；②必须能适合于不同类型的灯具负载；③具有较高的运行稳定性和可靠性；④装置的成本低、重量轻和体积小。
    对大宗照明负载而言，较简单有效地控制灯具功率的方法是集中控制施加在灯具上的电压。由双向晶闸管构成的相控斩波电路具有控制简单、可靠性高的优点，但会在市网中引入大量低次谐波。用纯Buck或Buck／Boost式PWM高频交流斩波器可很好地控制输出电压．并无谐波引入。但抗负载冲击能力有限，效率达不到上述要求。串联补偿式PWM交流调节器虽具有效率高和无谐波污染的优点，但冲击电流还是会损坏斩波器。在此介绍了一种主电路由串联补偿和Buck型交流斩波器构成的节电控制装置。

2 节电控制装置主电路及其工作原理
    图1为照明节电控制装置的主电路。

    该电路由Buck型PWM交流斩波器、LC滤波器、串联补偿变压器构成。VT1，VT2和VD1，VD2构成双向斩波开关，VT3，VT4和VD3，VD4构成双向续流开关。L1为交流斩波器的滤波电感，C1为滤波电容，Tr为串联补偿变压器，S1为斩波输出的倒相开关，VT5为双向晶闸管固态开关。
    当PWM脉冲为高电平时，双向斩波开关工作，斩波输出电压为交流输入电压；当PWM脉冲为低电平时，双向续流开关工作，斩波输出电压为零。设输入交流电压为：

    式(4)说明，控制d可对uo进行调节，而采用倒相换接开关后，经调节的uo可高于或低于ui。当期望的uo高于ui时，倒相换接开关为S1-1，公式取“+”号；反之，当期望的uo低于ui时，倒相换接开关为S1-2，公式取“-”号。

3 系统运行效率的分析及提高措施
    众所周知，串联调整式结构具有较高的系统运行效率，因为串联变压器和功率变换器仅传输较小的系统功率补偿量。忽略其他损耗，系统的损耗近似等于斩波器的损耗和串联变压器的损耗。系统的总效率主要取决于交流斩波器和串联变压器，可表示为：
    η=1／[1+r(1-ηcηt)]           (5)
    式中：r为电压补偿范围；ηc，ηt分别为斩波器和串联变压器的效率。
    假设r=0．3，ηc=ηt=95％，根据式(5)计算的η高达97．2％，但仍低于节能器的国家标准，而且若不采取一些特殊的措施，ηc很难达到95％。因此这里采取如下一系列措施来进一步提高所研发的节电控制装置的效率。
    (1)采用非互补驱动方式
    对于一个Buck型交流斩波器，功率开关可以采用互补驱动和非互补驱动两种方式。采用互补驱动方式驱动电路简单，但全部开关器件都参与PWM开关过程，因此开关损耗较高，并且在死区时间需要用缓冲器来抑制电压尖峰，因此增加了额外的功率损耗。虽然非互补模式比互补模式的驱动电路更复杂，但开关损耗小，且无需缓冲器。图2示出非互补模式。

    在输入工频电压的正半周，对VT1，VT3进行PWM控制，而VT2，VT4全开通；反之，在输入工频电压的负半周，对VT2，VT4进行PWM控制，而VT1，VT3全开通。该方式下，总的开关动作次数减少了一半，因此开关损耗也降低了一半。在一个开关周期中，交流斩波器包括3种工作模式：有源模式、死区模式和续流模式。这3种模式下双向电流通路总是存在，不会产生di／dt过电压，因此无需缓冲电路，降低了缓冲电路所引入的损耗。
    (2)选用通态压降较低的开关器件多管并联
    开关器件的通态损耗直接取决于其饱和压降及传导电流。当负载电流较大时，通态功率损耗在总损耗中占有很大一部分。对一个Buck型交流斩波器而言，通态损耗可近似为：
    Pson=(2UsatPc／Uoc)×100％           (6)
    式中：Usat为IGBT的饱和电压；Uoc，Pc为斩波器输出电压和输出功率的有效值。
    多数IGBT的饱和压降约为2 V，对于输出电压为220 V的斩波器，即有2％的通态损耗。在此选用一种饱和压降为1．5 V的IGBT作为功率开关，并采用两管或多管并联来降低开关损耗。
    (3)采用非晶态磁芯滤波电感，倒相换接开关采用机电开关
    滤波电感串联在交流斩波器中，其效率与斩波器的效率一样重要。影响滤波电感效率的主要因素是磁滞损耗和涡流损耗，非晶态磁芯电感的磁滞损耗和涡流损耗比铁心电感小得多，原则上倒相换接开关采用快速的半导体开关为宜，但其通态压降也会引起功率损耗，机械开关通态损耗可以忽略，但不可控。大功率继电器可控并且其触点没有损耗，因此用作倒相开关。
    采取上述技术措施后，斩波器的效率得到很大提高，配合高效的变压器，系统的整体效率达到了国家节能器的标准。

4 负载适应性和系统可靠性
    实际的照明系统负载种类繁多，有些是纯阻性的，但有些负载加装了功率因数补偿电容，有些是输入级为整流器的电子镇流器灯具负载。这些负载的共同特点是上电电流冲击很大，因为整流器后接有并联补偿电容和滤波电容，这样的一种开关冲击电流可达到其额定值的几百倍至上千倍，很容易造成交流斩波器因过流而损坏，而且大多数照明负载的开关是随机的，即冲击电流时时存在。此外，负载回路可能发生局部短路情况，因此要对交流斩波器实施保护，但又不能终止节能器下游负载的运行。
    在串联调整式系统主电路结构中，主功率通道上只有串联变压器的次级绕组，具有很强的抗冲击能力，若在节电装置运行过程中遇到上述电流冲击性负载的接入，系统瞬间封锁保护交流斩波器，但主功率通道仍继续向负载供电。在这种情况下，变压器相当于一个电流互感器，负载冲击电流反射到串联变压器的初级绕组上。为保护交流斩波器，设计了快速的过流检测电路产生过流封锁信号，当负载电流产生冲击时，高速电流检测单元在负载电流上升到功率开关器件的最大承受电流前发出封锁信号，封锁VT1，VT2，同时打开VT3，VT4和VT5，以避免串联变压器的初级绕组开路。负载冲击电流反射到串联变压器的初级电流将从VT3，VT4，VT5中流过，从而保护了续流开关。因此避免了电流变压器开路绕组上的高电感电压。晶闸管固态开关的过电流能力较高，它能抵抗较大的冲击电流而不至于被损坏。此时交流斩波器被封锁了，固态开关将变压器的初级短路，负载电流仍然通过次级绕组连续流动，这种工作模式称为初级短路的旁路模式。冲击电流过去后，再向VT5发出关断信号，VT5关断后，交流斩波器返回斩波状态，继续对输出电压进行调节。系统做这样的处理后，可以适合于各种冲击性负载，其开和关不受限制。当系统发生故障后，节电控制装置能够通过初级短路的旁路模式而不用中断负载的电源。同样当交流斩波器出现故障时，系统也切换到串联变压器初级短路的旁路方式。
    系统进行上述处理后，无论是容性负载合闸冲击还是非线性负载冲击，均可保证交流斩波器的安全，一旦冲击过后，交流斩波器再投入运行。不难想象，该节电装置还可直接应用于其他负载场合，应用范围很广。

5 实验结果
    为验证所提措施的有效性，制作实验样机，参数为：额定功率40 kVA(三相)；ui为(380+15％)V(三相)；uo为266～437 V(三相)；串联变压器容量为11 kVA(三相)，初级为380 V(16．5 Ax3)，次级为104 V(60 A×3)；斩波开关IGBT为IKW75T60N，双管并联；滤波器输入电容为15μF，LC滤波为0．5 mH，20μF；双向固态开关为KS100A1200V，倒相换接开关为继电器触点容量为30A／380V。

    图3a为采取措施前后不同功率下的系统效率；图3b为负载冲击电流到来时从斩波调整模式切换到旁路模式系统的输出电压、电流波形。可见，当存在负载冲击电流时，输出电压无间断。

6 结论
    所采取的技术措施有效地提高了串联补偿式节能控制器的运行效率，并使装置适用于各种负载，系统的运行可靠性得到提高，相应技术可推广到其他应用领域。