直接变频接收机可实现多标准/多频段接收

移动蜂窝运营商一直渴望着能够通过部署可实现现场可编程来提供各种移动业务的通用无线基础设施。最终，在蜂窝业务流量比较高的地区所部署的无线基础设施要求能够提供动态灵活度，使射频硬件能适应不断变化的信号条件。多标准/多频段射频设计通过提供可以经简单定制就能满足部署需求的设备指配，有助于解决上述难题。相对于传统的接收机，先进的直接变频为现场可编程射频设计提供了一个具有竞争力的解决方案，并节省了成本，另外还具有潜在的性能优势。此外，在利用单一硬件方案来解决多频段接收时，直接变频架构提供了更大的自由度。这是一种正在使高性能的多标准/多频段射频设计成为现实的、更具成本效益的解决方案。本文将讨论3G和4G蜂窝应用中直接变频接收机的性能和优点。

高性能直接变频信号链

直接变频接收机将射频已调载波直接解调到可以直接检测信号并恢复所传信息的基带频率。直接变频架构最早发明于1932年，用来替代超外差接收机。由于省去了中频级，因而元器件数量也减少，使其成为一个具有吸引力的解决方案。通过省去所有的中频级，将信号直接变频到零中频，消除了超外差架构中所存在的镜像问题。不过，直接变频架构也存在一些挑战，包括本振泄漏、直流偏置、失真大，这都使得实际实现变得很困难。不过，目前集成射频电路技术的最新进展，已使得传统的直接变频(零差拍)架构可以用于宽带高性能接收机应用。

图1：宽带直接变频接收机架构。

图1所示为宽带直接变频接收机架构。在信号链中，已标出一些关键器件的指标。接收机信号通道从连接到一个双工器的天线口开始。双工器通常用于频分双工(FDD)系统，如W-CDMA和某些版本的WiMAX。该双工滤波网络确保发射机不会产生太多的许可频段之外的有害能量，同时有助于抑制接收机输入过驱引入的任何带外有害信号。通常，在几级低噪声放大器之后，都会跟有附加的频段可选滤波以及衰减/匹配网络，目的是优化有用频率范围内的接收性能。图示中的几级LNA提供了极好的宽带性能，还利用外部调谐网络提升了窄带性能。而在接收机需要解决一个非常宽的频段接收时，也许有必要采用一个开关矩阵来配置专门为一些特定频段优化的天线网络和LNA前端。在低噪声前端之后，利用IQ解调器将有用载波频率下变频到基带频率，一个与有用信号的载波频率相同的本振信号加到I/Q混频器上，在基带I/Q输出口，产生和频与差频，而低通滤波器抑制和频，只允许差频通过。对于零中频来说，所展现的差频就是有用信号的基带包络。利用可变增益放大有利于量化滤波后的基带I/Q信号的幅度。利用VGA可以将I/Q信号电平调整到模数转换器所需的最佳电平。通常，在ADC之前还需要加入额外的滤波，以确保不会将高频噪声和可能的泄漏、或者干扰混叠到有用信号分析带宽内。

接收机动态范围

该接收机采用了可以提供宽频段覆盖和瞬时大动态范围的高性能射频集成电路。瞬时动态范围是用在多载波应用环境中所有接收机的一个关键指标，因为这里与有用信号相邻的可能是一些功率电平很高的强干扰信号。双音SFDR能够使系统设计师对非线性特性进行更精确的预测。而通常的实际做法是，利用单音或双音干扰信号，测试接收机在强信号阻塞条件下的恢复能力。通过研究双音激励条件下接收机的非线性特性，能够计算各种截点，有助于对接收机量化以及为失真性能和总动态范围进行建模。

图2：图1中所示接收机的双音互调性能。

图2给出了当有用信号频率临近地方存在两个连续波强干扰时接收机的I+jQ输出频谱。本测试范例中，所加的输入信号电平为–30dBm。这代表着比任何所规定的3G和4G蜂窝系统中所需的阻塞测试条件都要更加严苛的阻塞场景。对靠近或基带频率上的信号进行采样时，由2^nd、3^rd、4^th，甚至是5^th和7^th谐波所导致的失真将会影响大信号输入条件下的性能。特别地，I/Q解调器的非线性特性需求特别高，以确保产生自有用信号和无用信号的互调项不会劣化感兴趣的有用信号。这里与只是将焦点集中在绝大多数窄带中频采样接收机设计中的常见失真-即三阶截点(IP3)上不同，关注由偶数和奇数非线性所引起的失真项也很重要。这类非线性通常用IP2、IP4和IP5进行量化。通常，为了保证稳健可靠的工作，重要的是要评估在最坏输入条件下进入接收机分析带宽中的所有杂散信号。在这类严重的阻塞条件下，由高阶非线性所产生的互调产物将会落入频带内并降低接收机的灵敏度。图2中标出了比较关键的非线性项。请注意几个奇数项与输入基频的靠近程度。这有助于解释究竟距离多近的干扰信号将会引起落入有用信号带内的互调产物。当采用直接变频架构时，干扰信号的差频(f2–f1)-接收机的有限2^nd阶非线性的产物，也会落入有用信号的频带内。

ADIsimRF?是ADI公司的免费在线信号链计算器，可以用来对各种测试条件下的接收机的动态噪声和失真特性进行建模。非线性截点特性可以通过建模并测试出来，一直到高达7th次非线性项，并且可以与有ADIsimR所预测的级联截点进行比较。通过对单个器件和整个级联的非线性特性进行评估，整个接收链路能够得到更好的优化，从而实现最高的瞬时动态范围性能。利用该方案的高灵敏度接收机的噪声系数小于2dB，且在施加W-CDMA规范(ETSI EN 302 217-2-2 V1.2.3 (2007-09))所规定的单音和双音干扰电平时，接收机的降敏小于1dB。

泄漏到射频输入端口的任何本振信号都将发射回接收机中并与本振信号形成自混频。自混频导致本振信号的平方项，这将产生二次谐波，虽然通过低通滤波可以大大衰减自混频产生的高频，但直流却落入到直接混频接收机的频带内。请注意图2中的直流项。

在基带采样系统中通常需要采用直流偏置校准和修正方法。残留的直流偏置等效于信号分析带宽内的干扰信号。有几种可以减小该影响的技术，包括直流跟踪对消，基带采用交流耦合，或者采用简单的方法——即通过选择具有优异直流特性(包含较高偶次项失真特性)的器件。

非理想正交和镜像抑制

I/Q幅度和相位失配将会引起信噪比性能降低。理想的I/Q解调器中，基带I/Q信号的I和Q向量之间的相位关系为90度，这就是所谓的理想正交。在理想条件下，数字域里符号的鉴别可以很容易地通过瞬时I/Q向量轨迹来实现。然而当系统中具有I/Q失配时，I/Q符号向量将具有幅度和相位误差，这将降低恢复信号的信噪比。I/Q的静态误差可以通过数字技术来消除。而研究直接变频接收机的有效镜像抑制与信号电平和偏移载波频率的量之关系是非常重要的。正确理解接收机的单音I/Q失配的影响，将有助于简化对加入一个调制信号时所测得性能的解释过程。

调制误差比性能

调制误差比(MER)是用来衡量数字发射机或接收机的调制精度的一种方法。在一个理想线性和无噪系统中，接收机接收到信号的所有I/Q符号都将映射到信号空间星座图的准确位置上，而设计中的各种非理想型(如幅度失衡、噪声基底以及相位失衡)都将引起实测到的符号向量偏离其理想位置。该直接变频接收机给出了各种调制方案所应效仿的MER性能水平。

图3：10MHz OFDMA WiMAX信号的MER与射频输入功率的关系。

图4：零中频、低中频和阻塞干扰情况下WCDMA信号的MER与射频输入功率的关系。

图3和图4分别绘出了用于10MHz宽的OFDM，WiMAX和WCDMA信号的不同功率上MER性能。通常，针对所接收到的输入信号功率，接收机有三个明显限制MER的因素。强信号时，由于接收机非线性所引起的落入带内的失真分量将会大大降低MER。信号电平为中等时，接收机工作在线性状态，信号又远大于任何噪声贡献，此时MER达到其最佳值，这时其主要控制因素有解调器的正交精度、滤波网络和可变增益放大器(VGA)，以及测试设备的精度等。随着信号电平的持续降低，噪声成为主要因素，此时MER性能将随着信号电平逐dB下降。低信号电平时，噪声为主要限制因素，以分贝为单位的MER将与SNR成正比关系。

仔细观察图4可以发现接收机在各种场景中的恢复性能。5MHz低中频是最好的情况，因为不会受到与零中频相关的任何直流偏置和闪烁噪声的影响。在低功率电平上，接收机的噪声性能相当恒定。即便有单音或双音强干扰(W-CDMA基站规范中一种常见测试)时，噪声系数的偏差也位于1dB之内。

镜像抑制比是有用输入信号频率所产生的中频信号电平与镜像频率所产生的中频信号电平之比。镜像抑制比的单位为分贝。适度的镜像抑制比是非常关键的，因为镜像功率可能远高于有用信号功率，从而影响下变频性能。图5给出了W-CDMA的镜像抑制与不同中频频率的关系。该接收机提供了出色的未校准镜像抑制性能。通过附加的数字校正技术就能实现大于75dB的镜像抑制，从而使得直接变频接收机能够同时捕获数个相邻但功率相差很大的信号(这是多载波接收机设计的一个关键性能)。

图5：W-CDMA的镜像抑制与不同中频频率的关系。