采用ADS的CMOS双平衡混频器设计

摘要：分析了Gilbert结构有源双平衡混频器的工作机理，以及混频器的转换增益、线性度与跨导、CMOS沟道尺寸等相关电路参数间的关系，并据此使用ADS软件进行设计及优化。在采用TSMC 0．25μm CMOS工艺，射频信号为2．5GHz，本振信号为2．25GHz、中频信号为250MHz时，2．5V工作电压的情况下仿真得到的转换增益为10．975dB，单边带噪声系数为9．09dB，1dB压缩点为1．2dBm，输出三阶交调截止点为11．354dBm，功耗为20mW。
关键字：双平衡混频器；Gilbert结构；转换增益；线性度；跨导

    CMOS技术本身具有低价格、低功耗、易于集成的特点，使得射频集成电路向着高集成度、高性能和低功耗低成本的的趋势发展，加之半导体工艺的进步，基于CMOS技术的器件的工作频率已能达到20GHz，并且完全可以与收发器后端电路实现单片集成，极大推动了无线通信技术的发展。
    混频器利用器件的非线性特性来实现信号载波频率的变化，产生输入频率的和频和差频分量。作为无线通信系统射频前端的核心部分之一，其性能的好坏将直接影响整个系统的性能。目前已有种类繁多的全集成CMOS混频器，本文采用TSMC的0．25μm CMOS管模型设计了一种有源Gilbert结构双平衡混频器。根据在2．5GHz的射频输入下得到的仿真结果，该设计完全可以满足802．11b／g／n与Bluetooth等无线通信的要求。

1 CMOS双平衡混频器的分析及设计
    Gilbert单元结构如图1所示。这种结构主要由开关管(M1、M2、M3、M4)和跨导晶体管(M5、m6)组成。本振信号VLO从开关管的栅极引入，射频信号VRF加在具有固定偏置的跨导级差分对M5与M6的栅极(M5和M6工作在饱和区)，将VRF信号转换成电流信号；M1～M4工作在近饱和状态，是两对开关，由本振大信号来驱动两对管交替开关，达到混频的目的；R1是电阻负载，通过负载电阻将混频后的电流信号转换成电压信号VIF输出。

    假设VRF的输入信号为一正弦信号
   
   
    跨导晶体管M5和M6的跨导为GM，并假定开关对管M1～M4在VLO的驱动下，处于理想开关状态，M1和M4、M2和M3两两组合通断，由于该混频电路的对称性，不再分别进行讨论。当方波在正半周期，M1和M4导通时，跨导晶体管M5、M6的漏电流ID输出为

    根据式(4)的中频输出可以看出，输出信号既不包含输入射频信号频率分量，也不包含本振信号频率分量，因此理想双平衡混频器能够有效抑制RF-IF和LO-IF信号馈通，因此具有极好的端口隔离度。另外，差分的射频输入信号也可以抑制射频信号中的共模噪声。但是需要补充说明一点，要使M1～M4成为理想的开关，输入本振信号应该是理想的方波，在低电平时MOS能够完全关断，源漏电阻Roff为无穷大；在高电平时能将MOS完全打开，导通电阻Ron近似为零，这种射频方波信号在电路中很难实现。实际电路中驱动开关管的一般是幅度较大的正弦信号来替代。
    另外，电路中CMOS管沟道尺寸及相关参数有如下公式
   
    其中W／L为CMOS管沟道尺寸之比，μN为沟道载流子的迁移率，COX为单位面积的栅级电容，ID为漏电流，VGS为栅源间的电压，VTH为MOS管的阈值电压。
    由式(5)可知，在开关近似理想的状态下，整个混频器的增益只与跨导GM和负载电阻RL有关，同时，增益的线性度是由跨导电路的线性度决定的。但是，由于CMOS器件的跨导较小，故跨导大小的选取要受到实际电路模型的限制；而负载电阻会给整个电路引入热噪声，使噪声系数的恶化，且过大的负载电阻也会使整个混频器的工作电压和功耗上升，所以RL不宜过大；而因此需通过选取适当的转换增益来对RL和GM进行选取。开关管M1～M4的沟道尺寸通过使栅极过驱动电压VGS-VTH的值在0．1～0．3V之间时根据式(7)确定，而M5、M6的尺寸可通过GM和适当的漏电流Id，再根据式(6)来求得。故混频器的设计中需要将转换增益、线性度、噪声系数、功耗等性能指标之间进行折中，来实现整体设计的最佳性能。
    因此，为实现上述目标，我们需先对若干参数的取值范围进行限定，再根据其余参数间的互相关系对它们的取值范围进行选取，最后通过仿真结果的比对来选定一组相对最优参数。
    通过参考相关设计，先限定几个关键参数：转换增益需大于10dB，噪声系数小于10，1dB压缩点大于0dBm。通过利用ADS软件仿真时的调谐功能(Tuning)。在这里再对其余参数的值进行分段调整。通过多次优化，最后选取M1～M4的沟道长、宽为0．6μm、170μm，M5、M6的沟道长、宽为0．6m、277μm，电流源取6mA，负载电阻为900Ω。设计时采用两共栅的MOS管来实现恒流源，并在跨导源级加入反馈电阻Rf，这样做可以使跨导变为原来的1／(1+GMRf)倍。恒流源及反馈电阻部分电路如图2所示。

2 仿真结果及分析
    本次设计的混频器的射频信号输入频率范围在2．4～2．5GHz。仿真时选取2．5GHz、-30dBm的射频输入信号，2．25GHz、5dBm的本振信号作为示例，CMOS管采用基于TSMC(台积电)的0．25μm工艺的Bsim3_Model的V3．1模型，使用Agilent公司的ADS2008进行仿真，以下为仿真结果及分析。

    图3中m1所标为中频输出谱线，根据输入射频输入信号为-30dBm可以算出混频器的转换增益为10．975dB。m2是同为二阶产物的和频输出分量，幅度是相当高的，不过要去除也是较容易的，只需在输出端接一低通或带通滤波器将其滤除即可。

    表1所列为混频器单边带与双边带噪声系数。当混频器输出有用信号只存在于本振信号的一侧，用单边带(SSB)噪声系数来表征；与之相对应的，若接收信号是均匀辐射谱，有用信号存在于两个边带上，则需用双边带(DSB)噪声系数表示，在天文或遥感使用较多。由于镜像噪声的影响，单边带噪声系数一般要高出3dB，故为了参数美观，大部分混频器在不做特殊说明的情况下仅将双边带噪声系数标示出来，而实际应用中大部分是需要单边带噪声系数作为重要参考的，这是大家需要注意的。

    从图4可以看出，正如前文所描述，由于用正弦信号替代理想方波信号，必须在本振功率高到一定程度，开关管工作于近似理想开关状态时，混频器才能保持较稳定的转换增益。由图可知当本振信号大于-3dBm时，转换增益稳定保持在10dB以上。
    图5所式是实际中频输出功率与理想输出功率的差异。图中直线为线性增益的延长线，曲线为混频器实际增益的输出曲线。由图中标示可知，当射频输入信号RF达到-8dBm时，实际增益出现压缩，此时中频输出功率1．2dBm左右。

    对于出现两个频率很相近的射频信号RF1、RF2同时进入混频器和本振LO进行混频。由于混频器为非线性器件，输出频谱中会包含多阶产物，其中3阶产物的频率：ω3：ω3=ωLO-(2ωRF1-ωRF2)和ω3=ωLO-(2ωRF2-ωRF1)会出现输出中频附近，造成很大的干扰，尤其出现射频多路通信系统中将会是相当严重的问题。故仿真时用2．5GHz+50kHz的双音功率源，图6中m2标示的为一根三阶分量的谱线，经仿真软件计算得出的结果见表2。

    根据经验公式，一般情况下三阶调制截止点比1dB压缩点高10dB左右，据此可验证仿真结果是否合理。

3 结束语
    本文采用TSMC 0．25μm工艺CMOS设计了一种具有Gilbert结构的有源双平衡混频器，在不增加电路复杂性的前提下，通过反馈电阻的引入及借助ADS软件对元件及电路参数的适当选取，使该混频器的增益及线性度较文献、均有明显的改进，并可满足当前大部分无线通信的要求。