28GHz 5G通信频段射频前端模块MMIC的设计、实现和验证

随着5G毫米波预期即将进入商用，行业内关键公司的研发正在顺利推进，已经完成定制组件指标划定、设计和验证。实现未来毫米波5G系统所需的基本组件是射频前端模块（FEM）。该模块包括发射机的最终放大级以及接收机中最前端的放大级以及发射/接收开关（Tx/Rx）以支持时分双工（TDD）。FEM必须在发射模式下具备高线性度，并在接收模式下具备低噪声系数。由于毫米波5G系统可能需要用户终端采用多个FEM构成相控阵架构或开关天线波束架构。因此FEM必须采用高效、紧凑和低成本的方式实现，且最好能简单控制和监测。

本文介绍了符合以上所有要求的28GHz 5G通信频段（27.5至28.35GHz）射频前端模块MMIC（单片微波集成电路）的设计、实现和验证。该射频前端由Plextek RFI公司开发，采用WINSemiconductors（稳懋半导体）的PE-15 4V电压、0.15μm、增强型GaAs PHEMT工艺实现。它采用紧凑型低成本且兼容SMT（表贴）安装的5mm x 5mm二次注塑兼容QFN封装，适用于大批量、低成本的制造。它涵盖27至29GHz，因此支持完整的28GHz 5G频段。

1.设计目标

FEM发射通道的设计着重于功率回退下实现高效率，以提供线性放大，这是5G通信系统提出的要求。功率回退下的目标功率附加效率（PAE）定为6%，三阶交调（IMD3）低于-35dBc（功率回退值：从1dB压缩点开始大约退回7dB）。对应1dB压缩点（P1dB）的RF输出功率定为20dBm。而接收通道需要在非常低的电流消耗下（最大15mA，+4V电源），实现低于4dB的噪声系数（包括开关损耗）。

射频前端MMIC的功能框图如图1所示。发送信号路径从图的上半部分中的左侧延伸到右侧；输入端口位于标有“PA_RFin”的引脚上。输入信号由三级功放（PA）放大，然后通过RF功率检测器和单刀双掷（SPDT）开关连接至天线。片上定向功率检测器可监测发射出的射频输出功率，并且片上集成了温度补偿功能。带补偿的功率检测器输出由电压“Vref”和电压“Vdet”之间的差值决定。芯片内集成了由（低电平有效）逻辑信号“PA_ON”控制的快速开关赋能电路（图1中的PA赋能电路）。可在发射和接收模式之间切换时，快速给PA上电和断电，从而在PA不用时达到仅使用0.1mA的电流，最大限度地提高整个系统的效率。

图1：28GHz 5G通信射频前端模块芯片的功能框图

PA通常会工作在从压缩点回退几dB的条件下，以保持其发射的调制信号不严重失真。设计方法是优化功率放大器工作在P1dB点回退7dB左右的性能。为了在该工作条件下达到较优的PAE，PA将偏置在深AB类。

2.设计折中策略

该设计起始于对候选单元晶体管进行器件级仿真。这项仿真工作可以获得如器件尺寸、偏置点、目标阻抗、PA级数和驱动器比率等关键信息，为后续精细的功率放大器设计奠定了坚实的基础。

这项工作的一个重要部分在于确定如何最大限度地提高功率回退下的PAE。一般来说，可通过降低器件静态偏置电流密度来实现。但是该方法中电流密度可往下调的范围受限于增益和线性度约束，因为这两者都随着电流密度的降低而恶化。功率回退条件下的PAE和增益与线性度之间有明确的折中关系。

设计中主要关心的线性度指标是在功率回退条件下，IMD3必须小于-35dBc。如图2所示，在偏置电流降低的情况下，IMD3性能对基频负载条件特别敏感。图2a显示了偏置为深AB类的8&TImes;50μm器件在4V、75mA/mm时的负载牵引仿真结果，并标出了P1dB下的PAE最佳点对应的负载。该图还给出了仿真所得该最佳负载和功率回退条件下IMD3的性能，表明离-35dBc的指标还有大约4dB的裕度。仿真的PAE在该功率回退条件下约为15%，且该效率只计入器件的作用，不包括任何输出损耗。图2b显示了相同器件和偏置工作条件下，P1dB功率最佳点对应的负载以及IMD3等信息。发现在相同的相对功率回退情况下，其IMD3的性能明显更差，超出指标5dB以上，而此时PAE和前一种条件相似，约为15.7%。

图2：P1dB条件下最佳PAE对应的阻抗点以及对应的功率回退条件下的IMD3（a）；P1dB条件下最佳功率对应的阻抗点以及对应的功率回退条件下的IMD3（b）。

进一步评估了史密斯圆图上的其他阻抗点下，功放的P1dB和功率回退两种条件下的性能。图2a中的负载条件明显具有最好的综合性能，因此被选定用于输出级设计。最终选择了52mA/mm的偏置电流，并选择了8x50μm器件作为输出级的基本单元，以满足功率指标要求。并根据总的传输增益指标确定了需要三级放大。

通过依次为驱动放大级和预驱动放大级选择最佳晶体管尺寸来设计完整的三级功率放大器。这同样需要仔细考虑设计折中，因为较大的晶体管尺寸可改善整体线性度但会降低PAE。当所有晶体管的尺寸和偏置确定后，就可以继续进行匹配和偏置电路的详细设计。版图设计从整个设计过程的早期阶段就需要开始考虑，以避免不引入过大的寄生效应以及确保设计的可实现性。功放的第一和第二级使用共同的栅极偏置引线（加在引脚PA_Vg12上），而第三级设置单独的偏置引线（PA_Vg3）。这样就可以单独优化两个电压，以对PA的线性度或PAE进行提升。漏极供电可以类似地通过两个独立的引脚施加+4V电压在“PA_Vd12”和“PA_Vd3”上，尽管这两个引脚在PCB板上是相连的。

SPDT开关采用串并结构，该设计中的串联和并联分支中集成了多个晶体管以提高线性度1。晶体管截止时的电容限制了关断状态下器件在高频率处的固有隔离度，在28GHz时开关晶体管的隔离度仅为几dB2。减小晶体管尺寸可以改善固有隔离度，但会增加导通状态下的插入损耗并降低其线性度，因此不是一种可行的选择。这里采取的方法是采用片上电感补偿来改善关断状态隔离度。经过细致设计确保导通状态下具有较低插入损耗，以实现发射通道的高输出功率和接收通道的低噪声系数。开关由一个比特位控制电压“Vctrl1”控制，该位设置为4V时表示发射模式、0V时表示接收模式。“单刀双掷控制电路”（SPDT控制电路）可实现单比特控制，该电路本质上是一对二线译码器。控制电路和SPDT本身消耗的总电流仅1mA，由“VD_SW”处施加的+4V电源提供。

接收通道的输入位于通过SPDT连接到两级LNA输入的“天线”引脚处。接收通道的输出位于标记为“LNA_RFout”的引脚上。与PA一样，LNA也具有快速开关赋能电路，使得LNA在不工作时仅消耗低至0.1mA的电流。低噪声放大器设计过程的关键是找到一种消耗电流低、又具有良好噪声系数和足够线性度的设计。

重要的第一步是选择合适的晶体管尺寸。可使用多个短叉指来减小晶体管的栅极电阻并改善噪声系数。低噪放的两级都采用了串联感性反馈，以使最佳噪声系数所需的阻抗更接近于共轭匹配和最佳增益所需的阻抗。

低噪声放大器的第一级以噪声系数为设计优化目标，但仍需产生足够的增益才能充分降低第二级噪声系数的影响。低噪放第二级的噪声系数并不重要，因此这级设计成比第一级有更高的增益。设计得到的LNA仅需要+4V电源的10mA直流电流。栅极偏置电压施加在引脚“LNA_Vg”上，而+4V漏极偏置电压加在“LNA_Vd”上。“LNA_Vsense”引脚则提供对偏置电流的监测。监测到的偏置电流信息可以用于控制栅极电压以补偿例如温度等环境条件的变化。在正确偏置下，此监测引脚的电压为3.9V。使用增强型晶体管的工艺意味着只需要正电源电压，从而使MMIC非常便于系统集成。

仔细的电磁仿真对确保各个模块良好的射频性能是非常重要的。采用了逐步添加的方法，每次将电路的一部分加入到EM仿真中，而其余部分仍使用工艺设计套件（PDK）中的模型进行仿真。由于集成电路用于二次注塑工艺所得塑料封装中，所以在集成电路上方注塑的化合物也需要在电磁仿真中考虑。

3.评估和测试

图3是射频前端芯片的照片。该射频前端MMIC芯片尺寸为3.38mm &TImes; 1.99mm。其焊盘/引脚位置与框图中所示的位置相似，并且它还多集成了多个接地盘，以使其完全可以进行在片射频测试（RFOW）。它被设计为采用低成本注塑成型5mm &TImes; 5mmQFN封装。并且考虑到铸模塑料的影响，需要精心设计从芯片到PCB的射频过渡界面。设计了定制的引线框架用于实现该过渡，并且封装体上的射频端口都被设计为接地-信号-接地（GSG）界面。

图3：28GHz 5G通信射频前端模块MMIC的芯片照片

完成加工制造之后，对多块芯片进行了在片射频测试，以便在封装之前确认芯片达成了一次流片即成功的设计目标。这里没有给出在片射频测试结果，给出的所有结果都是芯片完整封装后安装在典型PCB评估板上后测量得到的。