高压大功率变频器拓扑结构研究

在普通二极管箝位型多电平变换电路中,箝位二极管的阻断电压与开关器件的承受电压相同，变频器电平数越多，串联的箝位二极管器件就越多。例如在图1(a)中，VD_C2，、VD_C5由3个相同的二极管串联；VD_C3和VD_C4。,由两个相同的二极管串联。由于二极管特性参数不一致会导致所串联的二级管电压存在偏差,而偏差太大会造成二极管器件损坏，因而需要均压措施和RC吸收电路,但这又导致系统体积庞大,成本增加。为了解决这一问题,本文提出了一种改进型拓扑结构，如图1(b)所示。这种拓扑所用的功率器件数量和传统拓扑一样，通过改变箝位二极管直接的连接关系，直接和间接地将二极管的电压箝在单电平电压之内，从而使得阻断电压为每个电容上的电压，在电平数较多的情况下，该电路比普通二极管箝位电路具有较大的优越性。

随电平数的增加，箝位二极管的数量以电平数二次方的规律递增,所以当电平数较高时，就会需要大量的箝位二极管，从而使系统在布局上难以实现。目前,应用于大容量的实用化拓扑，基本上都是二极管箝位型三电平逆变器，因为该逆变器只有两个直流分压电容，它的中点电位控制相对简单。该类结构若要进一步发展，其研究的重点将是如何通过软硬件结合的方式控制中点电容电压平衡,从而实现更高电压等级的应用。目前,此类结构最有可能得到实际应用的是“背靠背，，式多电平结构，该结构不仅可以控制电容中点电压平衡，提高电压等级，而且还可以实现电机的四象限运行。

2  飞跨电容箝位型变换电路

飞跨电容箝位型拓扑结构最早是由T.A.Mey-nard和H.Foch在1992年的PESC会议上提出的。图2所示是一个飞跨电容箝位型五电平逆变器的单相电路。由图2可见，飞跨电容箝位型五电平主电路只是用飞跨电容取代箝位二极管，其工作原理与二极管箝位电路相似。这种拓扑结构虽然省去了大量的二极管，但又引入了不少电容。不过，由于电容的引进，电压合成的选择增多，开关状态的选择更加灵活，通过在同一电平上不同开关状态的组合，可使电容电压保持均衡。对于一个儿电平的飞跨电容型电路，每个桥臂需要2(n-1)个开关器件，(n一1)个直流分压电容以及(n—1)(n—2)/2个箝位电容。

这种变换电路的优点是开关方式灵活、对功率器件保护能力较强，它既能控制有功功率，又能控制无功功率，适合高压直流输电系统等，但控制方法非常复杂，而且开关频率增高，开关损耗增大，效率随之降低，对高压系统而言，电容体积大、成本高、封装难，通常生产应用一般不采用该电路结构。为了用较少的飞跨电容实现较多的电平输出，文献提出了一种全二进制组合的浮动电压源逆变器拓扑。在该拓扑中，通过改变飞跨电容的电压比，可使每个开关状态对应一个输出电平。

3  H桥式级联型变换电路

在独立直流电源的级联型变换电路中，最基本的是H桥串联结构，图3所示是一种H桥式级联型五电平逆变器三相电路。这种电路不需要大量箝位二极管和飞跨电容,但每个基本单元都需要用一个独立的直流电源来实现箝位功能，一般可通过多输出绕组变压器经整流后实现。

设H桥级联型多电平变频器的每相串联的单元数为n,则输出相电压波形所含电平数为m=2n+1。设每个H桥开关函数为H_k(k=l,2,…,n)，开关状态是S₁,S₂,S₃,S₄,则：

式中：S₁表示开关管T_k1,T_k4导通，开关管T_k2、T_k3关断；S₂,S₃表示开关管T_k1、T_k3导通，开关管T_k2、T_k4关断；S₄表示开关管T_k3、T_k2导通,开关管T_k1,T_k4关断,式中，U_dc表示单个H桥单元的直流母线电压。

通过单相电压的计算可知，当其电路接成三相时，可以达到10kV以上的输出，输出的电压波形更接近正弦，可不用输出滤波器，同时网侧电流谐波较小。在控制方面不存在电容电压动态控制问题，在实现上相对比较容易。

虽然使用单独的直流电源可使电路的各单元彼此隔离，解决单元级联时的动态均压和电压箱位问题，但是输出电压等级越高，串联功率单元数也越多，这样,所需的移相隔离变压器的副边绕组也很多，而移相隔离变压器体积大、接线复杂，这会使制造难度增加，成本也增加很多，系统结构将变得复杂。为此，越来越多的文献都对H桥级联型拓扑进行改进。

在1998年的IEEEAPEC会议上,M.D.Manjrek-ar等人提出了混合七电平逆变器的拓扑结构。该结构对不同单元采用不同的直流电压，可以用较少的级联单元得到较多的输出电平。图4给出混合七电平级联型逆变器的三相电路，电路中电压高的H桥单元功率开关元件采用IGCT,电压低的H桥单元则釆用IG-BT,从而形成不对称级联型多电平拓扑。而且耐压值较高、开关频率较低的IGCT功率单元采用切换频率为输出电压的基波频率;耐压值较低、开关频率较高的IG-BT功率单元采用PWM调制,这样既可满足功率要求，又可减小谐波。这种拓扑结构综合利用了这两种功率器件的高电压阻断能力和快速开关能力，同其他类型多电平逆变器相比，在输出相同电平数的情况下,其需要的功率器件最少。

如果将图4中具有公共端的三组H桥逆变电路用三电平NPC逆变器代替，则可构成图5所示的多电平拓扑。在该拓扑中，一个三电平单相逆变桥与一个两电平H桥逆变电路串联组成一相，前者输出为五电平，可提供主要的基波电压和大部分输出功率,称为主逆变桥。后者输出为三电平，可提供辅助的改善波形的电压和小部分输出功率，称为辅助逆变电路。从逆变器的开关模式和输出电压效果来看，该拓扑结构与图3所示的拓扑结构是等效的，因此，将该拓扑结构的逆变器称为5/3主从式混合多电平逆变器分析表明，这种改进的H桥级联多电平拓扑所使用的器件数量比其他类型多电平逆变器减少了1/3。此外，H桥结构的进一步发展还可降低成本，提高效率(例如加入储能单元等混合拓扑结构)。

4  直接串联式变换电路

事实上，串并联在一起的各个器件，可看作单个器件使用，其控制也是完全相同的。从图6所示的直接串联IGBT中压变频器主电路可以看出，电网电压经过高压二极管整流和电容滤波后，再经过逆变器进行逆变，然后通过适当的滤波器，就可简单易行的实现高压输出。这种结构的优点是可利用较为成熟的低压变频器电路拓扑、控制策略和控制方法。但器件在串联使用时，由于各器件的动态电阻和极间电容不同,故会存在静态和动态均压的问题。如果采用与器件并联R和RC的均压措施，也会使电路复杂且损耗增加;此外，器件的串联对驱动电路的要求也会大大提高，故要尽量做到串联器件同时导通和关断，否则，由于各器件开断时间不一致，承受电压不均，可能会导致器件损坏甚至整个装置崩溃。

5  模块化多电平变换电路

随着电平数的增多,箝位型拓扑结构所需的半导体器件的数量急剧增加，电容电压不容易平衡，需采用复杂的电压控制策略,但这会限制这类拓扑的应用领域和范围。H桥型级联多电平变频器所需的半导体器件数量明显少于中点箝位型拓扑结构，但应用在有功功率变换的场合时，需要多个独立直流电源，这又限制了其在一些领域的应用。为了解决上述问题,本文提出了一种新的拓扑结构:模块组合多电平变频器（Modular Multilevel Converter:以下简称MMC）。

MMC按组成电路拓扑结构的不同可分为三种拓扑结构:第一种是星型模块化多电平变频器的拓扑，其结构如图7（a），实际上该电路就是H桥级联型多电平变频器;第二种是三角型模块化多电平变频器的拓扑，其结构如图7（b）；第三种是模块化多电平变频器的拓扑，其电路结构如图8所示,该结构是SI-EMENS公司提出的，其中，第一种和第二种结构都可以实现能量的变换，即将模块直流侧能量传送给交流电网，但各个子模块直流侧需要独立的直流电源，而这两类拓扑结构均不存在公共的直流侧，因而不适用于需要统一直流侧的变频器应用场合。

在图8中，n+1电平模块化变频器每相由2n个子模块SMCSub—Modular）和2个电抗器组成,SM的结构可以是单相H桥结构或单相半H桥结构。一个子模块共有3种开关状态:第一种是2个IGBT（T1、T2）均关闭;第二种是T1导通,T2关闭，这时SM输出电压为电容电压，称为投入状态;第三种是T1关闭，T2导通，这时SM输出电压为0,称为切除状态。

这样,可以通过触发来控制SM的输出电压。出于模块化设计和制造的目的，各子模块的额定值相同，输入侧与输出侧的6个桥臂电抗值也相等。MMC正常工作有2个条件：

直流电压的维持，对图8来说就是3个相单元中处于投入状态的SM数都相等且不变，并使U_A=U_B=Uc；

三相交流电压的输出调节，就是通过对3个相单元上、下桥臂中处于投入状态的SM数进行分配而实现对变频器输出电压的调节。

MMC可以实现整流和逆变状态，并进行四象限运行,具有严格的模块化结构和良好的控制特性，适用于高压大功率领域。MMC在获得多电平输出的同时,还能有效降低开关器件的开关频率，不仅减少了谐波和高频干扰，同时也可降低开关损耗。其次,MMC允许使用标准化元件，可以在采用相同器件的前提下向不同的功率和电压等级扩展，因而无需使用变压器就可应用于高压直流输电、新能源并网、牵引供电等中高压大功率的场合。最后，MMC易于模块化组合,而且设计灵活，利于普及。

6 结论

本文对目前几种常见的高压大功率变频器的拓扑结构特点进行了分析。目前二极管箝位型逆变器的拓扑结构已经有了很成熟的应用，但是，由于其母线中点电容电压难以控制平衡，因此，该结构仅可使用于7电平以下的电路。现在,高压变频器应用领域中广泛采用H桥级联结构，该结构容易实现高电压，且在输入侧釆用了特殊制造的移相变压器，可以避免对电网的谐波污染。而与此同时，模块化多电平变频器的引入,也开阔了高压变频器的拓扑结构。从这些结构中可以看出各种多电平电路的拓扑结构都是向着高效率、高性能、高电压、高可靠性、低成本等方向发展，主要目的是使高压变频器变得更加实用。