一种结构简单的低功耗振荡器电路设计

引 言

振荡器是许多电子系统中时钟产生电路的重要组成部分。常用的振荡器结构有 RC 振荡器、环形振荡器和晶体振荡器三种。RC 振荡器结构简单，成本低，且电路功耗也较低，因而成为应用最普遍的一种振荡器电路 ；但它有振荡频率稳定性差，产生的频率受电源电压、环境温度以及组成振荡器的各种元器件的电学特性影响较大等缺点。

本文基于对传统 RC 振荡电路的分析，提出了一种新型的RC 振荡电路。该电路结构简单，能够在不增加功耗的同时提高 RC 振荡器的精度，且温度系数小。此外，与传统 RC 振荡器相比，由于该电路包含两个充电支路，因此，电路输出波形的占空比可随意调节。

1 传统 RC 振荡器

图 1 所示为传统的 RC 振荡器电路，电路由保护电阻Rp、反馈电阻 Rf、两个反向器 U1 和 U2，以及一个耦合电容C 组成。当节点电压 Vi 有极微小的正跳变发生时，U1 的输出迅速跳变为低电平，同时 U2 的输出迅速跳变为高电平，电路进入第一个暂稳态，此时电容 C 开始通过电阻 Rf 放电。随着电容 C 的放电电压 Vi 逐渐下降，当 Vi下降到 MOS 管的阈值电压 VTH 时，U1 反向器的输出迅速变为高电平，而 U2 反向器的输出迅速跳变为低电平，电路进入第二个暂稳态，电容 C通过电阻 Rf 开始充电。随着电容 C 的充电，Vi 不断升高，当Vi 升至 VTH 时，电路又重新转换为第一个暂稳态。

假设保护电阻Rp足够大，且Rf远大于反向器的导通电 阻Ron，则电路的振荡周期为：

T =2.2R, C                       (1)

图1中,RC振荡器的频率主要受电阻Rf、电容C以及反 相器U1、U2的翻转电平影响。U1、U2的翻转电平受反相器内部器件的特性和电源电压的影响较大，并且该振荡器的频率精度不高，波形占空比不易调节 。

2 新型振荡器设计及分析

本设计的新型振荡器电路结构如图 2 所示。图 2 中左边的电路上下对称，MOS 管 T5、T6 以及反相器、与非门构成振荡器的主体部分，其余的器件为偏置部分。电容 C1、C2 的充放电时间决定着振荡频率，因此，通过改变 C1、C2 的电容值可以改变振荡器的输出频率。

电流镜及电压偏置电路部分如图 2 中的虚框所示，其作用是为 RC 充放电支路提供偏置以及控制支路电容充电电流的大小。电流镜产生的基准电流 ( 即流经电阻 R 的电流 ) 的计算公式如下：

式中，Vb 为 T3、T7 和 T11 三个 NMOS 管提供的栅极偏置电压。它通过电流镜结构来镜像 R 支路的电流。这样，就可以计算流过 T3 管的电流 I1 为 ：

式中，Si 表示 Ti 管子的宽长比 ( 以下公式皆如此表示 )。

图2中，Va为 T4 和 T8 两个 PMOS管提供的栅极电压偏置，电压为 ：

振荡器的输出频率主要由环路延迟时间来决定，而电路中反相器和 RS 触发器等的延迟时间比较小，因此，延迟时间主要由电容 C1、C2 和给电容充电的电流、MOS 管 T5 的开启电压决定。

下面主要分析电容 C1充电而电容 C2 放电 ( 即 Nout 处于低电平，out 处于高电平 ) 时的过程。如图 2 所示，电容 C1充电电流的大小由 I0 决定，电容 C2 放电电流则由 T10 管栅极电势 out 及 T5 管栅极电势决定。当 Nout 为低电平时，T6 管关断；同时 out 为高电平，T10 管开启；Vdc 通过 PMOS 管 T4 给 C1充电，其充电电流为 ：

充电的时域方程为 ：

由图 2 所示的电路结构可知 ：当 Nout 为高电平时，T6 管强反型导通，电容 C1 放电，最终使电容 C1 两端的电压差为 0。此时，电容正端电压 VC 为最低，式 (5) 中的 VC(t)=0。由此可以得知，电容 C1 的充电时间为 ：

另外，由图 2 电路可知，C1 被充电直到 T5 管关断为止，此时 T5 管漏极输出为低电平，并通过环路将 Nout 置为高电平，T6 管开启，C1充电结束，开始放电。因此，VC 的最高电压为使T5管关断时的栅极电压。当T5管的|Vgs|小于其阈值电压|Vtp|时，T5 管关断。假设 |Vgs|=|Vtp| 时的 T5 栅极电压为VC 的最大电压，即 ：

则可得电容 C1 的充电时间约为 ：

C2 通过 T10 放电将拉低 C2 正端电位。由于 out 为反相器输出，所以 out 的高电平约为 Vdc ；而 C2 正端电位最高也比 Vdc 低 一 个 |Vgs9|， 所 以，NMOS 管 T10 在导通的过程中有Vc2≤Vgs10-VTN,器件工作在线性区。这样，T10 的导通时电流为：

式中，Vgs10=Vdc ；VC2 为电容 C2 的正端电压。这样，根据式 (10) 就可以计算出 T10 管在线性区导通电阻的平均值 RON。电容 C2 通过 T10 管放电至 0 处，其放电时间常数为 ：

由于图 2 中的两个充放电支路是对称的且对应器件的参数一致，电容 C1、C2 的充电与放电时间仅由其电容值决定。当 C1、C2 在同一个数量级时，我们可以得到两个电容的充电时间远大于其放电时间，振荡器的周期由两个电容的充电时间共同决定。 t THD是图 2 所示振荡器起振的充分条件，当t T1D时，振荡器不能正常工作。

当 C1上极板的电压上升到最大值| |V Vdctp-时，T5 管瞬时关断，维持短暂的环路延时时间后，Nout 变为高电平，C1 开始放电，同时out变为低电平，C2开始充电。在T5管关断期间，其漏极变为低电平，通过两个反向器反相后，与非门NAND1与N2相连的输入端为低电平，NAND1输出为高电平。图2中的两个电容充电支路参数完全相同，且Nout和out信号互补，即当Nout为高电平时，out为低电平，反之亦然，可得当N2输出为低电平时，N4输出为高电平。NAND2输出被锁定在低电平，直到电容C2的上极板被充电到最大电压值||VVdctp-，NAND2翻转为高电平。即：当电容C1电压从0充电到||VVdctp-这段时间里，振荡器输出为低电平，而当电容C2电压从0充电到||VVdctp-这段时间里，振荡器输出为高电平。

整个电路的反向器和RS触发器的延迟时间比较小，因此在理论计算时可以忽略。振荡器输出端out的高电平由电容C1的充电时间决定，而低电平由电容C2的充电时间决定。在电路结构对称的情况下，改变电容C1、C2的比值，就可以改变振荡器输出波形的占空比，其占空比为：

本电路的设计电压 Vdc为 5 V，将各个参数代入公式可得：

Δt1=12.223RC1             （12）

根据电路的对称性，可得到电容 C2 的充电时间为 ：

Δt2=12.223RC2                  （13）

振荡器的周期为 ：

T=Δt1+Δt2               （14）

若选取 C1=C2=769.356 fF，R=481.763 kΩ，则振荡器的周期为 ：

T=2Δt1=2×12.223×481.763×103×0.769 356×10-12=9.06μs

3 结果分析

基于 0.35 μm BCD 工艺，并采用 Cadence Spectre 仿真工具对图 2 所示电路进行仿真的振荡器电路输出电压波形如图3 所示。通过图 3 可以看出，振荡器的起振时间非常短，在一个周期内就能有稳定的输出 ；振荡周期为 10.02 μs，而理论计算值为 9.06 μs。理论值与之相比偏小的主要原因有两个 ：一是计算过程中忽略了环路中的反相器和 RS 触发器等的延迟时间以及电容的充电时间 ；二是在电容充电过程中，充电电流并不是恒定值。

图 4 所示为图 2 所示振荡器电路的电源电流仿真波形。由图 4 可得其最大峰值电流约为 4 mA，而平均电流仅为 57.9 μA，电路的平均功耗为 0.29 mW。

4 结 语

本文设计了一种结构简单的低功耗振荡器电路，该电路具有起振速度快、波形稳定、功耗低等特点，另外还可以通过调节电容 C1、C2 的比值来调节输出波形的占空比。由于其电阻和电容全部可以片上集成，因而结构简单，面积小，可作为各类中／低频数字集成电路或数模混合集成电路中的时钟产生电路。

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