时域反射仪的硬件设计与实现----关键电路设计（四）

本系统采用电池和适配器供电两种方式，即插上适配器以后，充电管理芯片开始工作，系统供电由适配器提供，此时电池处于充电状态，当电池充满以后电池保持在补足充电状态，因为电池总会漏掉少量的电量。当取下适配器以后，充电管理器处于掉电模式，此时直接由电池为系统提供所需的电量。电源模块主要完成将电池电压，按要求转换为多种电压形式供给主机板。减少功耗，提高转换效率是设计电源模块考虑的首要因素。图4-34给出了本设计的电源模块框图。

 

 

3.4.1锂电池充电管理

系统采用的是可充电的铿电池供电万式，为保证电池的寿命以及使工作时间更长，合理的充电管理十分重要，本设计采用了一款专用的铿电池充电管理芯片，它根据检测到的电池的不同特性，采用不同的充电方式，既有效的完成了充电的任务，同时也尽可能的延长了的电池寿命。图4-35给出了该充电管理芯片的结构和具体连接电路。

 

 

该芯片是一款理想的为单节、双节、三节铿电池或电池包而设计的高效率充电管理器，具有以下优良特点：

集成同步开关，1.1MHz的固定频率PWM控制器

高精度的电压、电流控制，充电电流最高达2A

多种状态识别，如是否插上适配器、充电中、充电完成

可配置的充电时间、充电电流。

电池温度检测电路，超过设定范围时暂停充电。

可同时为系统供电和为电池充电。

无适配器时，自动进入睡眠模式以降低功耗。

采用QPN封装(3.5mm*4.5mm)，占用较小的板上面积。

考虑到用户对产品使用的随意性，即电池的充电时间并不是固定的，如果通过外部电容来配置充电时间，则会影响电池的充电状况，这是因为将充电时间定为一个固定时间以后，每次进行充电时，电池内部所剩的电量并不相同，如果以

固定时间进行充电，则有可能在定时时间到时电池并没有充满，因此本设计采用了动态的充电方式，即不固定充电时间，只要电池没有充满，则它都会先检测电池的电压是否达到快速充电电压，如果没有则先进行预充，此时电池电压会逐渐上升，当电池电压达到快速充电电压时，采用设定的最大充电电流对电池进行充电(恒流充电)，当电池电压达到预设值(8.4v)后，自动进入补足充电状态，此时称为恒压充电，充电电流逐渐减小，直到充电结束。这种方式设计可以随时将适配器接入，而系统所需的电量直接由充电管理芯片提供，同时电池也可以充电，两者基本上相互独立，即使是在关机状态下，也可以给电池充电。

在充电状态的指示设计上，仅仅使用了一个状态指示，即适配器识别。这里将适配器的识别放在了软件处理当中，而没有采用发光二极管指示的形式，具体设计如图中所示。当没有接上适配器时，PG￣为高阻输出，则ARM检测到的电压为3.3v，即认为检测到了高电平(数字1)，当电路街上适配器以后，为低电平，则二极管必然会导通，输入到ARM的电压在0.6v左右，小于高电平判定门限，因此检测到的是低电平(数字0)，在此状态下可在屏幕上显示充电标志。Ts输入端是温度保护输入，当和电池块放在一起的负温度系数的热敏电阻受电池温度影响时，其阻值发生变化，通过分压电路，在TS上的电压也会发生变化，当电压范围超出VVTSB的34%--74%时，充电被暂停，直到电池温度回到正常范围以内。

本系统所使用的铿电池块，最高电压为8.4v，电量为3000A，为了最大限度的利用好铿电池，将充电电流最大定为500mA，即在快速充电情况下，而在预充电和补足充电情况下则为500mA，此设计方案基本上满足了充电要求。因为电池放电并不是线性放电，如果负载功耗为定值，在放电初期，电池的电压变化不大，直到电池电压接近6.5v左右时，电池电压就会快速下降，此时应该停止放电，因为铿电池过度放电也会缩短电池使用寿命。停止放电由软件来处理，当ARM检测到电池电压低于某个电压值时，就会自动关机，同时为了节省电池电量，在软件中了设计了定时关机程序，当用户在一定时间内没有对仪器做任何操作时，系统将在设定时间内自动关闭电源。

3.4.2 DC-DC转换电路

本系统中各种直流电源的产生都是经过专用的集成电源芯片来实现，常用的电源芯片主要分为三类：低压差线性稳压器(LDO Linear Regulators)、基于电感储能的开关式DC/DC升降压稳压器(Induotor Based switching Regulators)及基于电容器储能的电荷泵(switched Capacitpr Regulators)。

1.LDO低压差线性稳压器：应用最简单的稳压器，由于其本身存在DC无开关电压转换，所以它只能把输入电压降为更低的电压输出。线性低压差稳压器最大的缺点在热量管理方面，因为其转换效率近似等于输出电压除以输入电压的值，所以当输出电压与输入电压相差较大时，转换效率会很低，其中一部分能量转换为热能被消耗掉，但当电压差较小时，情况就有所不同，例如电压从1.5v降到1.2v，效率达到了80%.

2.开关式DC/DC(转换器：当输入与输出的电压差较高时，开关稳压器避开了所有线性稳压器的效率问题。它通过使用低电阻开关和电感等储能单元实现了高达%%的效率，因此极大地降低了转换过程中的功率损失。选用开关频率高的DC心C变换器，可以极大地缩小外部电感器和电容器的尺寸和容量，如超过ZMHz的高开关频率。开关稳压器的缺点较少，通常可以用好的设计技术来克服，但是电感器的频率外泄干扰较难避免，设计应用时对其EMI辐射需要考虑。

3.电荷泵：电容式电荷泵通过开关阵列和振荡器、逻辑电路、比较控制器实现电压提升，采用电容器来贮存能量。电荷泵是无须电感的，但要外部电容器，由于其工作频率较高，因此可使用小型陶瓷电容(1uF)，以节省空间和降低成本。电荷泵仅用外部电容即可提供土2倍的输出电压。其损耗主要来自电容器的ESR(等效串联电阻)和内部开关晶体管的RDS(ON)。电荷泵转换器没有使用储能电感，因此其辐射EMI可以忽略，输入端噪声可用一只小型电容滤除。电荷泵电路输出电流较小，且输出纹波受使用的电容器影响，转换效率不高。

通过对上述三种电源芯片的对比，再根据系统的实际需要，即最主要关心的是整个系统在有限电t情况下的延长供电时间，节省板上面积和高的稳定性。电源模块主要选用了效率最高的开关式DC/DC转换器和低压差线性稳压器相结合电路，这样既保证了电源的转换效率，同时也为系统提供了稳定的直流电源。

本电源模块中选用了四片高效的DC/DC转换器，分别产生±5v、﹢3.3v和+22V直流电压。采用了国半的高效的LM265DC/DC转换器产生+5V和+3.3V电压，LM27313升压芯片产生+22V的液晶背光驱动电压，以及凌特公司的LT1767产生﹣5V电压。LM2651具有如下特点：

高达97%的电源转换效率

1.5A的负载电流，从15mA到1.5A可用

4v~14V输入电压范围

300KHZ的开关频率

可调节的软启动

7uA关断电流

图4-36给出了降压型LM2651典型的连接电路图。输出电压VOUT通过调节电阻Rl和R2的比例关系即可实现。由于反馈参考电压为1.238V，则有

 

 

选择Rl和R2的范围在10K到1OOK之间，通过这样调节电阻Rl和R2的值即可输出需要的电压值。本设计所需要的+5V和+3.3V正是采用该电路形式。

 

 

降压型LT1767在这里主要用于产生﹣5V的电压，它本身是一个正向输出的DC/DC电源，通过将电路的改进，设计出了具有﹣5V电压输出的开关电源，它本身具有以下特点：

最大1.5A负载电流，MSOP-8小封装

1.25MHz的开关频率

3V-25V宽输入电压范围

90%的转换效率

6uA的关断电流

具体电路如图4一37所示

 

 

LT1767的输出电压配置方式和LM2651基本相同，只是它的反馈参考电压为1.2V，R2的阻值一般取10K，通过设置Rl的大小即可得到想要的输出电压。

从三个开关电源输出的直流电压在送到模拟电路之前，可以再通过一级低压差线性稳压器，这样既保证了电压转换效率和输出电压的精度，同时也可以有效的抑制电源上的纹波。在本设计中将电源的关闭设计与这两个DC心C开关电源结合在一起。如果想关闭电源，则只需要将两图中所示的ON/OFF输入端置成低电平即可，只要输入电压小于0.6V以下，开关电源就会进入关断省电模式。

升压型LM27313 DC/DC开关电源，在本设计中利用其强大的升压特性，产生﹢22V直流电压，用来驱动TFT液晶屏的背光LED.LM27313具有下列特点：

最大30V直流DMOSFET输出

1.6MHz的开关频率

2.7V~14V宽输入范围[!--empirenews.page--]

关断电流小于luA具体电路如图4-38所示

 

 

在液晶背光驱动电路设计中，将电源的参考反馈和驱动背光LED相结合，采用了控制电流的方式来驱动液晶的背光。如图中，三路背光驱动以并联的形式处于电源输出和反馈之间，由于反馈参考电压为1.23V，为将背光驱动的总电流控制在45mA以内(单路电流15mA)，此时转换效率达到85%，计算电阻R为：

 

 

这样保证了单路驱动电流不至于过大，避免了不必要的浪费。由于单路驱动电压并不完全相同，因此在电路中额外的添加了调节电阻，如图中的Rl、R2和R3，可将它们取阻值50Ω--100Ω的小型贴片电阻，将三路驱动电压分离开。在液晶的背光显示上也考虑了背光的可调节性，在本设计中将背光的调节与电源的开关相联系起来，通过对

引脚的控制，可实现液晶的背光调。具体方法是采用PWM(脉宽调制)的方式，当选择最亮情况下时，

被置高电平，此时输入占空比为100%，通过逐渐减小占空比，来减小背光的亮度。PWM的时钟信号由FPGA来提供，中间经过了一个三极管转换电路，时钟频率为IKHz，占空比分为四个档位：40%、60%、80%和100%.当关闭FPGA的供电电源以后，此时

备置低，LM27313进入关闭状态。

 

在对上述开关电源做PCB设计时，必须仔细安排PCB的布局，所有的元件必须紧靠开关电源芯片，同时要保证通路在输入与输出之间;输入电容和输出电容尽可能短的接地，并靠近相应的引脚;反馈控制电阻也要靠近开关电源;采用大面积接地连接电源芯片接地引脚以及各去藕电容接地端。

3.4.3开关机控制

电路开关控制电路对于手持式产品十分重要，因为要做到开关具有防反跳以及识别错误按键的能力。传统的防反跳开关设计采用的是分立逻辑器件、触发器、电阻器和电容器，其它设计还采用了一个板载微处理器和分立式比较器，它们将连续消耗电池能量，对于高电压多节电池应用，还需要用一个高电压LDO来驱动低电压器件。所有这些额外的电路不仅增加了所需要的板级空间和设计复杂性，而且在设备关断情况下仍将消耗电池电量。为此本设计选用了一款专门用在手持式产品中的按钮接通/关断控制器LTC2950，该开关控制器具有以下优点：

具有可调型按钮接通/关断定时器

低电源电流：6uA

宽工作电压范围：3V-26V

EN输出提供了DC/DC转换器的控制

简单的接口提供了适度的微处理器停机

采用8引脚3mm*2mm DFN超小封装

以上几点优良特性，恰好满足了本设计的需要，可以利用接通和关断防反跳时间来消除对关机按钮的误操作;利用EN端来控制电源部分的几个DC/DC转换器的关闭与打开;通过与处理器的连接，通知处理器在设定时间内完成相应操作，如保存当前设置及状态。开关控制具体电路如图4-39所示。

 

 

在上图中，按钮输入经过了一个简单的R-C滤波电路，用来防止噪声祸合到控制器件内部，是因为如果开关按钮与控制器的

引脚相距较远时，则寄生电容有可能耦合到高阻抗

输入端上。此外，寄生串联电感还有可能在

引脚上引发不可预测的振铃干扰，因此在

引脚和按钮开关之间布设一个5K电阻器将使寄生电感问题有所缓解，在

引脚上接一个0.luF的电容器到地，可以减轻寄生容性耦合的影响。

 

开关控制电路的工作分为防反跳接通和防反跳断电两部分。

防反跳接通：当首次给控制器加电时，器件将对输出引脚进行初始化，此时与EN引脚相连的DC心C转换器将被保持在关闭状态，如果确定要是EN为高电平输出，来打开DC/DC转换器，则PB引脚保持低电平的最小时间必须为32ms(TON)，并可通过在ONT引脚上布设一个任选电容器来提供额外的接通防反跳时间(CONT)，下面的式子给出了电容CONT，与TONT的关系：

 

 

一旦使能输出EN被确定，则任何连接到该引脚的DC心C转换器均被接通。

来自处理器的

输入在随后的512ms消隐时间

里被忽略。该消隐时间表示完成DC心C转换器和处理器上电操作所需的最大时间，如果

引脚未在该slZms时间窗口里被拉至高电平，则使能输出将被释放，前提是slZms为系统的上电操作提供了足够的时间。

 

防反跳断电：如果要启功断电操作，则

引脚保持于低电平的最小时间也必须为32ms(几即)，同样可以利用在OFFT引脚上增加电容器的方式来增加额外的关断防反跳时间(几脚)，电容几阿与几脚的关系和开机设置采用的关系式一致。一旦尸召被拉低，则

引脚将被转换至低电平，用来提醒处理器执行其断电和内务处理任务，留给处理器的断电时间为1024ms，如果处理器提前完成上述任务的处理，则可提前

拉低，以释放使能输出，否则1024ms时间到以后，使能输出将被强制释放。图4礴0给出了简单的开关控制器在执行上电和断电任务时的时序图。

 

 

 

在关机控制上也可以采用软件关机，即当软件检测到定时关机时间到或者是电池电量不够时，可在完成相关的内务处理以后，将

置成低电平，则输出使能被主动释放，随即关闭了DC心C转换器。当供电被切短以后，控制器非常低的静态电流(6uA)对电池电量的消耗是微不足道的，有效的延长了电池的使用时间。