适用于汽车无线电系统AM和FM波段的低噪声开关电源

引言

随着汽车启停技术(引擎空闲时自动关闭)应用的日益广泛，越来越多的汽车系统必须工作在低输入电压。热启动(此时电池电压可下降达6V)和冷启动(此时电池电压可下降达3V)期间，会发生此类低输入电压。本文介绍可承受汽车全输入电压范围(包括冷启动和抛负载条件)的中间电压8V开关电源。电源保证为常见子系统提供稳定的8V电源，例如CD驱动器、LCD，以及现代信息娱乐系统中的无线电模块。为避免AM和FM波段干扰，开关电源工作在2MHz固定频率，成为无线电系统的理想方案。

低输入电压功能的重要性及EMI要求

图1所示为要求不同架构方案的常见汽车系统。

主电源为3.3V的系统中，具有低压差的前端降压转换器就可以满足要求(情形1)。此外，升压转换器可工作在3.3V，能够调节到5V(例如用于CAN总线收发器)或其它更高电压(情形2)。工作在5V或更高电压轨的系统要求前端“预升压”，以确保降压转换器的输入电压不会下降至规定电压以下(情形3)。

 

 

图1 汽车电源解决方案

低电磁辐射(EMI)也是对汽车电源的一项关键要求，尤其在敏感的AM波段。这里所介绍设计的开关转换器工作在AM波段以上，即保证频率高于1.71MHz(中波的上段)，满足这一要求，使开关转换器工作在高频还可减小外部无源元件的尺寸和成本。

汽车开关电源的关键设计参数

图2所示为开关电源原理图。该电源包括4.5V至40V升压控制器(IC1)和36V降压控制器(IC2)，以及实现正常工作的附加电路。两片IC与外部2MHz方波逻辑信号同步，该信号由微控制器或专用IC提供。这种方法使得在为电源选择最优开关频率时具有很大灵活性。电池在正常工作期间，禁止IC1、IC2调节器将OUTB节点电压稳定在8V。电池电压在冷启动期间下降时，使能IC1，将OUTA节点的电压升高。这允许IC2将OUTB节点的电压稳定在8V。由于两片IC的高可靠性，整个设计可承受高达40V的汽车抛负载。系统经过配置并测试，其主输出(OUTB)可提供20W功率(8V@2.5A)，修改外部元件后甚至可提供更高输出功率。(参见下文中关于IC1和IC2的最优外部元件的讨论。)

 

 

图2 开关电源原理图中包括升压控制器(IC1，MAX15005)和降压控制器(IC2，MAX16952)

外部元件优化IC2性能

输出电压和开关频率

为了在OUTB节点调节8V电压，必须选择正确的反馈电阻分压器(由电阻R22和R21组成)。注意，IC2的数据资料建议低边电阻小于100kΩ。为R22选择51kΩ低边电阻分压器，必须根据式1选择高边电阻分压器：

 

 

(式1)

式中，VFB = 1V (典型值)。

为R21选择标准电阻值360kΩ，产生的典型输出电压值为：

 

 

(式2)

假设电阻容限为1%，整个开关电源的最小和最大电压值(OUTB)为：

 

 

(式3)

 

 

(式4)

式中，VFB(MIN)为0.985V，VFB(MAX)为1.015V。

根据数据资料建议，外部频率必须高于IC内部所选频率的110%。由于我们将IC2的开关频率与外部2MHz信号同步，所以我们所选内部振荡器电阻R16必须将内部开关频率设定在低于1.8MHz。出于这一原因，我们为R16选择30kΩ电阻。为使IC2以2MHz固定频率开关，必须避免压差条件。该IC可避免压差，直到关断时间(tOFF)长于100ns(典型值)。这意味着系统的最大占空比不得超过：

 

 

(式5)

考虑到降压调节器IC2的效率(Eff)为90%，能够确保2MHz固定频率开关的最小输入电压(OUTA)为：

 

 

(式6)

这意味着OUTA电压不得低于11.11V门限。为保证OUTA电压总是高于11.11V，电池电压(IN节点)低于11.5V时，必须使能IC1。这样就为电感L1和肖特基二极管D2上的压降留出了大约390mV的裕量。

40V抛负载尖峰期间，OUTA电压达到其高压值，IC2必须将其输出稳定在8V。所以，抛负载尖峰期间，IC2的占空比应为：

 

 

(式7)

器件的最小导通时间(tON)为80ns(典型值)，使其能够达到的最小占空比为：

 

 

(式8)

开关频率为2MHz。

最小0.16占空比确保在40V抛负载期间实现8V稳压。

电感和电流检测

如果您通过使用大电感值减小电感尖峰电流，则可提高IC2的效率。然而，实现这点需要更大的印制电路板(PCB)面积，并使负载调整率变差。作为一种可接受的折衷，可选择电感值使LIR(电感峰-峰电流与直流平均电流之比)等于或小于0.3。参考图3考虑下式：

 

 

图3 IC2 (MAX16952)的电感电流

 

 

(式9)

 

 

(式10)

 

 

(式11)

将这些公式合并，得到的公式可计算出L值：

 

 

(式12)[!--empirenews.page--]

所以，常规条件下(OUTA = 12V)实现LIR因子等于或小于0.3的最小电感值为：

 

 

(式13)

L2采用标准电感2.2µH，得到的LIR因子为0.24，电感峰值电流为：

 

 

(式14)

当R20检测电阻上的电压达到68mV(最小值)时，触发限流。为电感容限保留一定裕量，使检测电阻的压降在电感电流达到峰值(IPEAK)时为限流门限的60%，从而确定检测电阻大小：

 

 

(式15)

因此，为R20选择标准电阻值15mΩ。

优化IC1的外部元件

UVLO门限

为升压转换器IC1选择外部元件的第一步是确定外部欠压锁定(UVLO)门限，通过选择连接在主输入IN引脚、ON/OFF引脚和地之间的电阻分压器实现。对于该设计，我们在输入电压低于5V时关断器件;假设冷启动阶段具有较高电压。为R5选择100kΩ电阻后，利用式16选择R4电阻值：

 

 

(式16)

所以为R4选择标准电阻值300kΩ。

过压输入(OVI)

如上文针对IC2的讨论，我们必须保证OUTA节点的电压不低于11.11V，以使降压控制器不超出稳压范围。考虑到这一电压门限，并为电感L1和二极管D2增加合理的压降，IC1必须在IN电压下降至11.5V以下时导通。然而，为优化效率，电池电压为正常值(IN = 12V)时，IC1不得工作。

为实现这一目的，利用连接在IN引脚、OVI引脚及地之间的电阻分压器根据主电源值使能或禁用IC1。所以，当OVI引脚上的电压超过1.228V电压门限时，禁用IC1;当OVI引脚电压下降至1.228V时，IC1导通，典型滞回为125mV。选择低边R2电阻分压器等于20kΩ，考虑到IC1在输入电压上升至11.6V以上时应关断，必须根据式17选择高边R1电阻分压器：

 

 

(式17)

采用标准170kΩ R1电阻，当电源电压上升至11.67V以上时，禁用IC1。这为额定12V IN电池电压保留了330mV裕量。考虑到OVI比较器上的滞回，我们可估算使能IC1的主电源电压降值：

 

 

(式18)

该结果证明滞回太大。我们必将将其降低，使主电源上的电压降门限至少为11.5V，可通过在OVI引脚和SS引脚之间增加串联电阻和肖特基二极管(R3和D1)实现。禁用IC1时，SS引脚内部连接至地，将R3与R2并联，有效减小滞回。R3使用180kΩ电阻，忽略二极管压降，主电源上的新电压降门限变为：

 

 

(式19)

采用这一配置，有可能在输入电压上升和下降沿达到目标门限。注意，如果可行，另一种替代方法为使用外部比较器，以监测主电源并直接驱动OVI输入引脚。

输出电压

为维持2MHz固定开关频率，如IC1数据资料所述，所有应用条件下都有必要考虑170ns的最小tON。最小tON造成最小占空比为34%(采用2MHz开关频率)，这限制了IC可调节的最小输出电压。请参见图4。为估算该电压门限，必须考虑升压调节器的占空比公式：

 

 

(式20)

输入电压(VIN)为最大值(本设计中为11.67V)且IC1工作时达到最小占空比。通过改写式20，可估算出在此限制条件下的IC1的最小稳压输出：

 

 

(式21)

 

 

图4 IC1 (MAX15005)的电感电流

以上计算条件为最小占空比和最大输入电压，考虑肖特基二极管D2上的压降为0.3V，并忽略NMOS N1上的压降。所以，IC1必须将输出电压调节至17.38V以上，以确保所有工作条件下的开关频率均为2MHz。

通过为低边反馈电阻分压器R13选择10kΩ电阻，可以计算出高边反馈电阻分压器R14：

 

 

(式22)

式中，VFB(MIN) = 1.215V。

最后，R14使用1%容限的137kΩ电阻，IC1调节的最小输出电压为：

 

 

(式23)

这确保IC1的开关频率总是固定为2MHz。

假设该设计的输出功率等于20W (8V@2.5A)，IC2的效率为90%，则IC1的输出功率必须至少为22.3W。所以，考虑到17.53V调节输出电压，IC1的平均输出电流为1.27A。利用IC1调节较高输出电压时，降低输出电流，从而要求低成本D2肖特基二极管。然而，输出电容C7必须能够承受IC1本身调节的输出电压。

同步和最大占空比

为保证IC1开关频率的外部同步，频率必须至少比设置的内部振荡器频率高102%。为R6选择7kΩ电阻，为C4选择100pF电容，IC1的内部振荡器频率大约为1MHz，允许外部同步频率为2MHz。

SYNC输入检测到同步信号上升沿时，电容C4通过内部1.33mA(典型值)电流源放电。当该电容上的电压(RTCT引脚)达到500mV时，电容C4通过连接至VREG5引脚的R6充电，直到检测到下一同步信号上升沿。放电时间(TDISCHARGE)决定调节器的最小tOFF。如果该时间小于160ns(如本例中)，最小tOFF箝位至160ns。实际上，假设充电时间(TCHARGE)为340ns (TP = 500ns)，RTCT上的电压增加：

 

 

(式24)

考虑到放电阶段的净放电电流为615μA1，RTCT引脚上所增加电压的放电时间等于：

 

 

(式25)

160ns最小tOFF意味着最大占空比为68%。再次将升压调节器占空比公式应用到本例(式20)，要求最大占空比(较低输入电压，本例中为5V)，IC1将OUTA引脚上的最大电压调节至：

 

 

(式26)

该电压值保证IC2不工作在压差条件。[!--empirenews.page--]

电感选择

升压调节器的最小输出电流约束电感值的选择。为确保调节器IC1总是工作在连续模式，最小电感值为：

 

 

(式27)

该设计中，最差条件为VIN处于其最大值(11.67V)时，对应占空比为37%。

当8V节点的最小电流为1A，降压转换器IC2的效率为90%时，降压调节器的最小输出功率变为9.44W。该功率对应于538mA最小输出电流IOUTA(MIN)，由升压调节器源出。综合考虑这些情况，解式27，最小电感值为1.32μH。对于本设计，为L1选择2.2μH电感。

电流检测

当检测电阻上的电压达到典型值305mV时，触发IC1的限流。所以，为正确选择该电阻，必须计算升压电感中的峰值电流：

 

 

(式28)

输入电压为其最小值时，达到峰值。本例中为5V，最大占空比为68%。如在式26中的计算，升压输出电压(OUTA引脚)为15.32V，要求1.46A的IOUTA电流，以为IC2提供必要功率。最差情况下，电感峰值电流为4.95A。为保留合适裕量，将检测电阻设计为在电感电流达到峰值时的压降为200mV。

 

 

(式29)

所以，为R10选择40MΩ电阻。

实验室测试

冷启动测试

在实验室进行了冷启动测试。强制主电源电压(IN)在10ms内从12V降至7V。如图1所示，当IN电压下降时，IC1开始将OUTA电压升高至17.5V。这允许IC2将OUTB电压调节至8V。另一方面，当输入电压返回至其工作值时，IC1停止工作，OUTA电压下降至IN电压，二极管D2和电感L1上有小量压降。每次测试时，OUTB引脚上的输出负载为2.5A。

 

 

图1

 

 

图2

 

 

图3

图2和图3所示分别为放大的冷启动电压下降和上升阶段。

分析频域

借助于示波器的嵌入式FFT工具，将冷启动期间IC2的开关节点LX_Buck引脚电压的频谱显示于图4 (IN电压下降)和图5 (IN电压上升)。注意，频谱包括2MHz频率、相应谐波，当然还有直流分量。没有低于2MHz的交流分量，从而防止AM波段的噪声干扰。

对IC1的开关节点LX_Boost执行相同的过程。图6和图7中的测试结果显示有2MHz频率、谐波、直流分量，消除了AM波段噪声。

 

 

图4

 

 

图5

 

 

图6

 

 

图7

可选的设计改进

为优化效率，正常应用条件下，如果升压调节器IC1不工作，设计者可旁路肖特基二极管D2。主电源为正常值时，将一个n沟道MOSFET与D2并联，可以实现这一目的。为降低电磁干扰(EMI)，减缓MOSFET栅极上的电压沿并增加外部电阻(R8、R17、R18和R19)。这样将增加功耗。为滤除IC1电流检测波形中的尖峰脉冲，增加一个小RC滤波器(C6和R9)将非常有用。通过向R7电阻增加失调，也可降低IC1的限流门限。这将降低检测电阻R10上的功耗。