图文详解数字接收机的应用设计

本文介绍了设计一个数字广播接收机的基础知识。有许多新的数据转换器和无线技术的发展，复杂的接收机设计大大简化。本文试图解释如何计算这种接收机的灵敏度和选择性。它决不是一个详尽的阐述，而是一个底漆等许多技术和计算参与设计。

许多无线电设计和架构的进步现在允许快速变化无线电领域的设计。这些变化允许减少规模、成本、复杂性和提高制造使用数字组件替换不可靠和精确地模拟组件。要实现这一目标，许多先进的半导体设计和制造要求，在过去的几年里取得成果。其中一些进展包括更好的集成搅拌机，LNA、改善看到过滤器、低成本高性能adc和可编程数字调谐器和过滤器。

收音机是什么?

传统上，无线电已经被认为是“盒子”，连接到天线和背后的一切，然而，许多系统设计划分为两个独立的子系统。广播和数字处理器。分割，收音机的目的是下转换和过滤所需的信号，然后数字化信息。同样，数字处理器的目的是将数字化数据，提取出所需的信息。

需要理解很重要的一点是，数字接收机不一样的数字无线电(调制)。事实上，数字接收机将做一个出色的工作在接收AM和FM等任何模拟信号。数字接收机可以接收任何类型的调制包括任何模拟或数字调制标准。此外，由于数字处理器的核心是一个数字信号处理器(DSP)，这使得整个无线电接收机本身的许多方面是通过软件控制。因此，这些需求方可以重组与升级或新功能在客户细分的基础上，所有使用相同的硬件。然而，这本身是一个完整的讨论，而不是本文的重点。

本文的重点是收音机以及如何预测/设计性能。将讨论下列主题：

可用的噪声功率

级联噪声图

图和adc噪声

转换增益和敏感性

ADC虚假信号和高频振动

三阶截点

ADC时钟抖动

相位噪声

IP3的射频部分

单载波和基于

有两种基本类型的收音机正在讨论。第一个被称为单载波和第二个基于接收机它们的名字所暗示的明显，但是其功能可能不是完全清楚。单载波接收机是一种传统的无线电接收机中选择性的模拟滤波器如果阶段。基于接收者进程内的所有信号频带与一个射频/模拟地带和派生选择性数字滤波器中遵循模拟到数字转换器。这样一个接收器的好处是，在应用程序与多个接收器调节到不同的频率在同一个乐队可以实现更小的系统设计和降低成本，由于消除了冗余电路。一个典型的应用程序是一个细胞/无线本地环路系统基站。另一个应用程序可以监视接收器通常使用扫描器监视多个频率。这个应用程序允许同时监测的频率而不需要顺序扫描。

 

 

典型的单载波接收机

 

 

典型的基于接收机

实现一个数字广播接收机的好处

之前的详细讨论设计一个数字广播接收机进行了讨论，需要讨论的一些技术的好处。包括过采样、处理增益，采样、频率规划/刺激位置。这些提供技术优势与传统无线电接收机设计不可以实现的。

在采样和处理增益

奈奎斯特准则细密地决定了任何给定信号所需的采样率。很多时候，奈奎斯特率是援引的采样率最高频率分量的两倍。这意味着如果抽样程序在70 MHz，采样率140 m / s的一个需要。如果我们的信号只占5 MHz约70 MHz，然后抽样140议员是浪费。相反，奈奎斯特要求采样信号的两倍 带宽的信号。因此，如果我们的信号带宽5 MHz，然后抽样10 MHz是足够的。任何超出这叫做取样。过采样是一个非常重要的功能，因为它允许一个有效的接收信噪比增益在数字域。

在对比抽样抽样下的行为。在抽样的抽样频率远低于一半的实际信号频率采样(请参阅下面的部分)。因此，它是可能的过采样，采样同时自定义对带宽和另一个频率的兴趣。

在任何数字化过程中，信号采样的速度，噪声越低地板因为噪音分散到更多的频率。总集成噪声频率保持不变，但现在分散到更多的好处如果ADC后跟一个数字滤波器。噪声地板遵循方程：

 

 

这个方程表示转换器的量化噪声水平，显示了噪音和FS样本率之间的关系。因此每次采样率翻倍，有效的噪声层提高了3 dB !

数字滤波的作用是去除所有不必要的噪声和伪信号，只留下如下所示数据所需的信号。

 

 

典型的数字滤波前ADC频谱

 

 

典型的数字滤波后ADC频谱

可以大大提高信噪比的ADC如上图中所示。事实上，信噪比可以提高通过以下方程：

 

 

如图所示，比率越大采样率和信号带宽、处理增益越高。事实上，涨幅高达30 dB是可以实现的。

采样频率转换

如前所述，在抽样的抽样的频率远低于实际的信号频率的一半。例如，一个70 MHz的信号采样在13个议员欠采样的一个例子。

下采样很重要，因为它可以混合函数非常相似。当信号在采样时，别名为基带或第一奈奎斯特频率区，好像他们在基带。例如，我们的70 MHz以上信号采样时13议员将出现在5 MHz。这在数学上可以描述：

 

 

这个方程提供了导致第一和第二奈奎斯特频率区。自从ADC别名第一奈奎斯特的所有信息区，这个方程生成的结果必须检查是否高于fSampleRate / 2。如果它们，那么必须并入第一奈奎斯特频率区由fSampleRate减去结果。

下面的表显示了如何别名为基带信号及其频谱取向。虽然抽样的过程(混淆)是不同的混合(乘法)，结果非常相似，但周期性的采样率。另一个现象是，光谱的逆转。在搅拌机中，某些产品成为了在抽样过程中如上下边带逆转。下面的表格还显示情况下导致光谱的逆转。

 

 

频率规划和刺激就业

设计无线架构时最大的挑战之一是如果频率位置。加剧这个问题是驱动放大器和adc往往产生不必要的谐波，出现在数字频谱数据的转换，出现错误的信号。是否申请宽带，仔细选择的样本率和频率是否能将这些热刺在位置，使用时将???现他们无害的数字调谐器/过滤器，和AD6620一样，可以选择感兴趣的信号和拒绝所有其他人。所有这一切是好的，因为通过仔细选择输入频率范围和采样率，驱动放大器和ADC谐波可以被放置带外。过采样谐波频谱只简化问题通过提供更多的落在。

例如，如果第二个和第三个谐波决心特别高，通过仔细选择的模拟信号的采样率，这些第二和第三次谐波可以放置带外。的情况下编码率等于40.96议员和一个信号带宽5.12 MHz，将5.12和10.24兆赫之间如果地方第二次和第三次谐波带如下表所示。虽然这是一个非常简单的例子，它可以适合许多不同的应用程序。

 

 

可以看到，第二个和第三个谐波离开乐队感兴趣的下降，导致没有干扰的基本组件。应该指出的是，秒，三分之二彼此重叠和周围的三分之二别名FS / 2。这看起来如下所示的表格。

 

 

另一个例子可以发现在欠采样频率规划。如果模拟输入信号范围从直流到f / 2的放大器和滤波器组合必须执行的规范要求。然而，如果信号是放在第三尼奎斯特区(FS - 3 f / 2)、放大器不再需要满足谐波系统要求的性能规格，因为所有谐波会在通带滤波器。例如，通带滤波器将从FS 3 f / 2。二次谐波将跨度从2 fs 3 fs，通频带过滤器范围外。然后负担已通过了ADC的滤波器设计提供符合基本规范在感兴趣的频率。在许多应用程序中，这是一个有价值的权衡，因为许多复杂的过滤器可以很容易地实现使用了和电感电容电阻测量技术都在这些如果频率相对较高。虽然谐波驱动放大器的性能由这种技术，轻松互调性能不能牺牲。

 

 

使用这种技术使谐波超出奈奎斯特感兴趣的区域让他们很容易过滤如上所示。然而，如果ADC仍然生成自己的谐波，之前讨论的技术可以用来仔细选择采样率和模拟频率谐波落入未使用部分的带宽和数字滤波。

接收机性能的期望

带着这些想法，如何确定电台的性能和权衡。许多技术从传统的无线电设计可以作为所示。在下面讨论，有一些区别多通道和单通道收音机。这些将会指出。记住，这个讨论是不完整和许多地区un-touched离开了。额外的阅读主题，参考本文结尾处的参考资料之一。此外，这个讨论仅覆盖数据送到DSP。许多接收器使用专有方案进一步提高性能通过额外的噪音抑制和外差消除。

 

 

在下面的讨论中，通用接收机设计如上所示。考虑这个讨论始于天线和以数字调谐器/过滤器。除了这一点是数字处理器超出了本文的范围。

分析始于几个假设。首先，它假设接收机噪声是有限的。是，不存在热刺inband，否则限制性能。它是合理的假设瞧，如果可以选择，这是真的。此外，它将生成之后，马刺把家ADC通常不是一个问题，因为他们的应用程序通常可以消除抖动或通过明智地使用过采样和信号位置。在某些情况下，这些可能是不现实的假设，但它们确实提供了一个起点的性能限制可以板凳标记。

第二个假设是，接收机前端的带宽是我们的奈奎斯特带宽。虽然我们的实际分配的带宽可能只是5 MHz，利用奈奎斯特带宽将简化计算。因此，采样率65 m / s的一个会给奈奎斯特带宽为32.5 MHz。

可用的噪声功率

开始分析，必须考虑噪声天线端口。因为一个匹配合适的天线是明显的电阻，下列方程可用于确定噪声电压匹配输入终端。

 

 

可用功率从源，在这种情况下，天线就在这里：

 

 

这简化了在前面的方程代替：

 

 

因此在现实中，可用的噪声功率从源的阻抗在本例中是独立的非零和有限的阻力值。

这很重要，因为这是我们的参考点接收机相比。通常表示在处理噪声图的一个阶段，它的展品“x”dB以上kT的噪音。这是这个表达式的来源。

通过接收器互相进步的阶段，这个噪音噪音退化图如下所述的阶段。最后，当频道调谐和过滤，噪音是删除，只留下那些谎言在感兴趣的频道。

级联噪声图

噪声图是图的优点用于描述添加到多少噪音信号接收链的收音机。通常，它是数据库中指定虽然噪声指数的计算，数值比例(值得)。nonlog称为噪声系数，通常表示为F，定义如下所示。

 

 

一次噪声图被分配给每个阶段的广播，可以用它们来决定他们的级联的表演。总的噪声系数参考输入端口可以计算如下。

 

 

F的以上的噪声因素的每个连续阶段的收益是G的阶段。噪声系数或收益都以日志形式。当这个方程，这反映了所有组件噪音到天线端口。因此，可用的噪音从一节使用噪声图可以直接退化。

 

 

例如，如果可用的噪音是-100 dBm，计算噪声图是10 dB，然后转换增益是20 dB，总等效噪声是-70 dBm的输出。

有几个点时要考虑应用这些方程。首先，被动元件假设噪声图等于他们的损失。其次，被动元件串联可以总结之前的方程。例如，如果两个低通滤波器串联，每个3 dB的插入损耗，他们可能单一元素的组合和假定为6 dB。最后，搅拌机往往没有一个噪声图由制造商分配给他们。如果未指定，则插入损耗可能被使用，但是，如果噪声图提供的设备，应该使用它。

噪音数据和adc

虽然图可以分配给ADC噪声，通常容易ADC以不同的方式工作。ADC是电压设备，而噪声图是一个噪声功率的问题。因此，它往往是容易工作模拟部分的ADC噪声图，然后在ADC转换为电压。然后工作ADC的噪声输入参考电压。然后，从模拟和ADC噪声可以被总结在ADC输入找到总有效的噪声。

对于这个应用程序，ADC如AD9042或AD6640 12位模拟数字转换器被选中。这些产品采样65 m / s的可以，速度适合整个乐队安培数字化和GSM 5 x参考时钟频率的能力。这是安培绰绰有余，GSM和CDMA应用程序。从数据表，给出了典型的信噪比是68分贝。因此，下一步就是图中的噪声降低接收机由于ADC噪声。再一次，最简单的方法是将信噪比和接收机噪声转化为rms。伏，然后和他们总均方根。噪音。如果ADC 2伏特峰间输入范围：

 

 

这个电压代表ADC中的所有声音、热和量化。ADC的满刻度范围。707伏特rms。

ADC的等效输入噪声计算，下一个计算从接收机本身产生的噪声。因为我们假设接收机带宽是奈奎斯特带宽、采样率65 m / s的一个生产32.5 MHz的带宽。从可用的噪声功率方程，模拟前端的噪声功率是134.55或-98.7 dBm e15瓦特。这是噪音出席了天线，必须获得由转换增益和噪声图退化。如果转换增益是25 dB和图5分贝的噪音，然后给出的噪声ADC输入网络：

 

 

到50欧姆(134.9 e-12瓦)。自从ADC输入阻抗约为1000欧姆，我们必须匹配标准50欧姆阻抗或垫ADC阻抗。一个合理的妥协是垫到200欧姆范围并联电阻，然后使用1:4变压器匹配。变压器也un-balanced输入转换为所需的平衡信号ADC以及提供一些电压增益。因为有一个1:4阻抗增加，还有一个2的电压增益的过程。

 

 

从这个方程，我们50欧姆电压平方6.745 e-9或为200欧姆，26.98 e-9。

现在我们知道噪音从ADC和射频前端，可以计算系统的总噪声的平方和的平方根。总电压是325.9紫外线。现在的总噪声中ADC由于接收机噪声和ADC噪声，包括量化噪声。

转换增益和敏感性

这噪声电压有助于整个ADC的性能?假设只出现在一个射频信号接收机带宽。然后，信噪比是：

 

 

因为这是一个过采样应用和实际信号带宽远小于采样率、噪声数字滤波将大大降低一次。由于前端带宽是一样的??们的ADC带宽，ADC噪声和射频/如果噪音以同样的速度将会提高。因为许多狭窄的通道带宽通信标准支持，我们假设一个30千赫通道。因此，我们从过程中获得33.4 dB的增益。因此，我们最初的信噪比为66.7 dB现在100.1 dB。记住，信噪比增加因为过量噪音过滤，这是过程获得的来源。

 

 

图8 等功率载波

如果这是一个基于广播、ADC动态范围必须与其他射频运营商共享。例如，如果有八个运营商的平等权力，每个信号应该不大于1/8th总范围如果峰间信号。然而，由于通常的信号与另一个阶段在一个接收器(因为遥控器不是锁相)，信号将会几乎从不对齐。因此，远低于所需的18分贝是必需的。因为在现实中，只有不超过2信号将在任何时间，因为他们是调制信号，只会留给3 dB顶部空间的目的。如果信号对齐，导致剪辑的转换器，它将出现之前，只有一小部分第二超速条件清除。在一个载波广播，不需要头的房间。

根据调制方案，所需最低C / N是足够的解调。如果计划数字，误比特率(BER)必须考虑如下所示。假设最小C / N的10 dB是必需的，我们的输入信号电平不能太小，剩下的信噪比小于10 dB。因此我们的信号电平可能下跌90.1 dB从目前水平。自从ADC的全面范围+ 4 dBm(200欧姆)，然后在ADC输入信号电平-86.1 dBm。如果有25 dB的增益在射频/如果路径，然后在天线接收机灵敏度将-86.1 - 25 dB或-111.1 dBm。如果需要更多的敏感性，然后更多的获得可以运行在射频/如果阶段。然而，噪声图不是独立的获得和增益的增加也可能对噪声性能有不利影响从额外的阶段。

 

 

图14比特误码率与信噪比

ADC虚假信号和高频振动

噪声限制的例子并不充分展示真正的限制在一个接收器。等局限性SFDR比信噪比的限制和噪音。假定模拟-数字转换器的SFDR规范-80 dBFS或-76 dBm(全面= + 4 dBm)。还假设容许载波干扰，C / I(不同C / N)比18分贝。这意味着最小信号电平是-62 dBFS(-80 + 18)或-58 dBm。天线，这是-83 dBm。因此，我们可以看到，SFDR(单一或多频)之前将限制接收机性能的实际噪声限制。

然而，一个被称为抖动技术可以大大提高SFDR。所示模拟装置应用注意AN410带噪声的增加可以提高SFDR噪音到地板上。虽然高频振动转换器特定的数量，这项技术适用于所有adc只要是静态的黑暗与性能的限制，而不是交流转换速率等问题。AD9042记录的应用程序中，噪声的量添加只有-32.5 dBm或21码rms。如下所示，故事情节前后抖动提供洞察潜在的改进。简而言之，犹豫不决是通过ADC中的相干杂散信号生成并随机排列。以来马刺必须的能量守恒，犹豫只是使他们看起来像是额外的噪音转换器的地板上。因此，权衡了通过使用带抖动，可以删除所有内部生成的伪信号，然而，有一个轻微的冲击在整个转换器的信噪比实际上相当于小于1分贝灵敏度损失相比，噪声比SFDR有限的例子和有限的显示。

 

 

ADC/高频振脉动

 

 

ADC/高频振脉动

两个重要的点对高频振动之前关闭的主题。首先，在基于接收机，没有渠道可以将相关的。如果这是真的，那么通常多个信号接收器通道将作为自我发抖。虽然这是真实的一些时间，有时额外优柔寡断将需要添加当信号强度弱。

第二，模拟前端的噪声贡献本身是不足以发抖ADC。从上面的例子中，32.5 dBm的优柔寡断是添加到SFDR产生最佳的改善。相比之下，模拟前端只提供-68 dBm的噪声功率，远离所需要提供最佳的性能。

三阶截点

除了转换器SFDR，射频部分导致了虚假的接收机的性能。这些热刺是受技术，如高频振动影响，必须加以解决，防止干扰接收机的性能。三阶截距是一个重要的衡量接收链内的信号水平增加接收机的设计。

为了了解所需的性能水平的宽带射频组件，我们将回顾GSM规范，也许最接收机应用的要求。

GSM接收器必须能够恢复的信号功率在-13 dBm - -104 dBm之间。同时假定，ADC的全面是0 dBm，损失通过接收机过滤器和搅拌机是12 dB。同时，因为同时处理多个信号，一个AGC不应使用。这将降低射频灵敏度和导致较弱的信号。使用这些信息，射频/如果计算获得25 dB(0 = 13-6-6 + x)。

 

 

第三个订单输入拦截方面的考虑

25分贝增益要求分布如图所示。尽管一个完整的系统会附加组件，这将为这个讨论。从这个，全面的GSM信号-13 dBm，ADC输入0 dBm。然而，随着最小-104 dBm的GSM信号，信号在ADC是-91 dBm。从这一点上，上面的讨论中可以用于确定适用性的ADC噪声性能和杂散性能。

现在这些信号和系统收益要求，放大器和混频器规范现在可以检查时由-13 dBm的全面的信号。解决第三订单产品全面的信号：

 

 

假定总体的性能必须大于100分贝，求解这个方程的前端放大器显示一个三阶输入放大器IIP 》 + 37 dBm。搅拌机，所获得的信号电平10 dB，和新的信号电平是3 dBm。然而，由于混频器输出指定，这个水平是减少了至少6 dB 9 dBm。因此，搅拌机，OIP 》 + 41 dBm。从搅拌机指定输出。在最后获得阶段，信号会衰减到9 dBm(一样混频器的输出)。中频放大器，IIP 》 + 41 dBm。如果满足了这些规格，性能应该等于

ADC时钟抖动

一个动态规范，良好的无线性能是至关重要的ADC时钟抖动。虽然低抖动对优秀的基带性能很重要，其作用是放大当抽样更高频率的信号(高转换速率)等在欠采样应用中被发现的。一个贫穷的抖动规范的总体效果是减少信噪比作为输入频率增加。光圈孔径抖动和不确定性经常交换文本。在这个应用程序中，它们有相同的意思。孔径的不确定性是在编码过程中样本变异。孔径的不确定性有三个残余影响，首先是系统噪声的增加，第二个是一个不确定性的实际采样信号本身的阶段和第三传输干扰。孔径小于1的不确定性pS时需要如果抽样以达到所需的噪声性能。的相位精度和传输干扰孔径的不确定性的影响很小。如果出现最坏情况的pS rms。如果250 MHz，相位不确定性或均方根误差为0.09度。这是完全可以接受的甚至是GSM等要求规范。因此这种分析的重点将对整体噪声贡献由于孔径的不确定性。

 

 

最大的转换速度是零交叉。此时，转换速度是由正弦函数的一阶导数定义评估在t = 0：

 

 

评估在t = 0时，余弦函数的求值结果为1和方程简化为：

 

 

每秒转换速度的单位是伏特和产量的速度信号是通过输入信号的零交叉回转。在采样系统，参考时钟用于样本输入信号。如果???样时钟的孔径不确定，那么电压产生一个错误。这个误差电压可以由输入转换速率乘以“抖动”。

 

 

通过分析单位，可以看出这个收益率单位伏特。通常，孔径不确定性是用秒表示rms。因此，错误的电压伏rms。附加方程分析表明，随着模拟输入频率增加，rms。误差电压也增加成正比孔径的不确定性。

如果转换器采样时钟纯度是极端重要的。与混合过程中，输入信号乘以一个本地振荡器或在这种情况下，一个采样时钟。乘法以来时间是在频域卷积，样品的光谱时间与输入信号的频谱卷积。由于孔径的不确定??是宽带噪声的时钟，它是宽带噪声在频谱采样。由于ADC采样系统，光谱是周期性的采样率和重复。因此这个宽带噪声降低了噪声地板ADC的性能。ADC的理论信噪比的限制孔径的不确定性是由以下方程。

 

 

如果这个方程是201 MHz的模拟输入??评估。7 pS rms。“抖动”，理论信噪比仅限于61分贝。应该注意的是，这是一样的要求会被要求有另一个混合器阶段被使用。因此，系统要求非常高的动态范围和高模拟输入频率还需要一个非常低的“抖动”编码源。当使用标准TTL / CMOS时钟振荡器模块，0.7 pS rms。已经验证了ADC和振荡器。可以实现更好的数值与低噪声模块。

在考虑系统整体性能时，更可能使用广义方程。这个方程建立在前面的方程，但包括热噪声的影响和微分非线性。

 

 

尽管这是一个简单的方程，它提供深入的噪声性能，可以预期从数据转换器。

相位噪声

尽管合成器相位噪声类似于编码时钟抖动，对接收机的影响略有不同，但是最终，效果非常相似。抖动和相位噪声之间的主要区别是，抖动是一个宽带的问题和统一的密度在采样时钟相位噪声是一种非均匀分布在一个本地振荡器通常变得更好的远离你的语气。与抖动，相位噪声越低越好。

由于本地振荡器是与输入信号混合，噪音罗将影响所需的信号。频域卷积混合的过程(时域过程的混合乘法)。作为一个混合的结果，从相邻LO引起的相位噪声能量(主动)通道集成到所需??通道增加噪声地板上。这就是所谓的相互混合。确定噪声的数量在一个未使用的通道另一种渠道是被一个满负荷运作的信号，提供以下分析。

再次，由于GSM是一个困难的规范，这将作为一个例子。在这种情况下，下列方程是有效的。

 

 

噪音噪音的欲望信道引起的相位噪声，x(f)是值得格式表达的相位噪声和p(f)的谱密度函数实现GMSK函数。对于这个示例，假设GSM信号功率是-13 dBm。同时，假设瞧一个常数相位噪声在频率(多数情况下，载波的相位噪声降低抵消)。在这些假设当这个方程是集成在信道带宽，掉出来一个简单的方程。自从x(f)被认为是常数(PN -相位噪声)和全面的综合力量GSM信道是-13 dBm，方程可以简化为：

 

 

因为我们的目标是要求相位噪声低于热噪声。假设噪声在混合器是一样的天线，-121 dBm(噪声天线在200 kHz - Pa = kTB)都可以使用。因此，相位噪声的LO必须低于-108 dBm的抵消200千赫。

参考电路

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