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[导读]同步BUCK变换器的拓扑如图1所示,其中Driver信号是带有死区时间控制的PWM方波,M1为主开关管,M2为同步整流管,L为储能电感,C为输出电容,RL 为负载电阻。当Driver信号为高

同步BUCK变换器的拓扑如图1所示,其中Driver信号是带有死区时间控制的PWM方波,M1为主开关管,M2为同步整流管,L为储能电感,C为输出电容,RL 为负载电阻。当Driver信号为高电平时开关管M1导通,输入电压对电感充电;当Driver信号为低电平时M2导通,电感放电。首先假设图1中的功率管M1、M2的导通阻抗分别为RON1、RON2,则在开关管M1导通时SW端的电压VSW1可表示为:

 

 

同步整流管M2导通时SW端的电压VSW2为:

 

 

假设RON1、RON2为定值,根据式(1)、式(2)可知,SW端的电压变化量与电感电流的变化量成线性比例关系,因此可以利用SW端电压作为电感电流的采样信号。

 

 

过零检测电路的设计

由上节知道,电感电流降低到零时,SW=0。但由于变换器内部的延迟,致使同步管续流至零时,系统不能马上将同步管关断,这必然导致电流的倒灌。因此在实际应用中,通常选取略低于0V的SW电压值作为过零比较器的翻转点。另外系统在充放电之间切换初期,SW电压不稳定,因此需要屏蔽掉这段时间,检测结果才够精准。基于以上分析,本文中的过零检测电路包括以下两部分:边沿隐匿电路和负阈值电压比较器。边沿隐匿电路能有效屏蔽整流管导通瞬间SW端电位扰动对过零检测电路造成的误触发;负电压阈值比较器监测SW 端电位,一旦SW电位达到负电压阈值,比较器输出保护信号,系统将关断整流管,防止倒灌。

1、边沿隐匿电路的设计

过零检测电路如图2所示,其中虚线框中的数字逻辑电路即为边沿隐匿电路。控制信号HS_dr是与BUCK变换器开关管M1栅极驱动信号同频同相的信号,即当HS_dr=1时,电感充电;当HS_dr=0 时,电感放电。整个电路的输出信号ZC_OUT在SW=SW_TH时翻转为高电平,系统将整流管M2关闭。

 

 

(1)电感充电时段,开关管M1导通,整流管M2截止,此时不需要过零检测电路。

控制信号HS_dr=1,经过或非门,强制将ZC_OUT拉到地。且MN1导通,将A点拉到地,经过施密特触发器后,B点为高电平,使得过零比较器的输出允许信号CTR =1,将比较器的输出OUT强制到高电平。因此整个充电过程,过零检测的输出为低电平。

(2)电感放电时段,开关管M1 截止,整流管M2导通,需要过零检测电路。

此时控制信号HS_dr =0,不影响输出信号ZC_OUT。MN1截止,A点将由恒定电流I对电容C0充电,当A点充电到施密特触发器的下门限VT-时,B点将翻转为低电平,经过两级反向器后使得信号CTR=0,允许过零比较器正常工作。因此在放电初期,当A没有充到施密特门限值时,将使ZC_OUT= 0,此后ZC_OUT将随SW变化。充电时间由下式确定:

 

 

2、负阈值电压比较器的设计

1)输入级与高增益级的设计

负阈值电压比较器的整体电路如图3所示。其中VDD为电源,VSS为地信号;I_bias为直流电流偏置;EN为比较器的使能控制信号,低电平有效;CTR为边沿隐匿电路产生的比较器输出允许信号,低电平时输出允许。Vn为比较器的负端输入,Vp为比较器的正端输入,其中MOS管N1为高压管,R1 =R2。

 

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由于输入电压要求到0V,因此采用电阻负载P管放大的差分电路作为输入级,这样能增大共模输输入范围(ICMR)。忽略开关管的压降,其共模输入范围可表示为:

由式(4)可以看出ICMR最小能到达负值。输入级电路的功能是将输入的差分电压进行放大,其电压增益可表示为:

 

 

第2级为高增益级,采用电流镜做负载P管放大的双端变单端结构,其电压增益表示为:

 

 

2)负电压阈值的设计

由于比较器的核心电路采用的是完全对称的结构,因此输入失调电压约为0V。图3中的NMOS管N1与N2工作在开关状态,其导通电阻为:

因此比较器的正负端电压Vp与Vn可表示为:

 

 

当Vn=Vp时,比较器输出发生反转,因此由式(8)可推出,SW的负电压阈值为:

由式(9)可知,调节N1与N2的宽长比或调节电流I1与I0都可改变SW的门限值,使其满足设计的负阈值要求。

仿真结果

将上述过零检测电路应用于一款同步BUCK 电路中,基于0.5μm BCD工艺和HSPICE软件进行仿真。输入电压4V~16V,开关频率400kHz,储能电感4.7μH,输出电容44μF,RON1=250mΩ、RON2=200mΩ,设SW的负阈值电压为-45mV,其仿真验证结果如下:

图4为系统温度在0~85℃变化时,比较器的输出信号随着SW端电压变化曲线。从图上可看出其负阈值电压从-40mV变化到-50mV,变化范围为10mV。阈值电压容差较小,比较器性能较为稳定。

 

 

图5为整个电路仿真波形。从图上可看出SW电压在切换时,先经过1μs时间的边沿隐匿,CTR变为低电平,此后才允许比较器的输出OUT随着SW电压变化,且OUT在SW=-44.7mV左右时提前翻转为低电平,经过数字逻辑后使ZC_OUT翻转为高电平。

 

 

系统中有无过零检测电路的仿真结果如图6所示。由图可知:系统轻载时,当没有过零检测电路,系统将工作于FCCM模式,电感电流发生了严重的倒灌现象;而有过零检测电路时,当电感电流减小到零后,系统将进入DCM模式,防止电流倒灌,达到设计要求。

 

 

文章小结

本文介绍了一种新颖的、可应用于同步Buck芯片的过零检测电路,该电路利用MOS管工作在线性区时的沟道电阻来抵消同步管关断延迟,从而有效地限制了电流的倒灌。且设计了边沿隐匿电路,避免电路切换时引起的误触发。该电路已应用于一款DC-DC设计中,并在0.5μmBCD工艺上进行了系统验证,结果证明所设计电路的工作状态良好,可以广泛应用于有类似要求的同步BUCK芯片中。

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