移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述

    关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器

1概述

所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。

图1 

    滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主要有以下几种方法：

1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件；

图2 

    2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件；

3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。

图3

2 电路拓扑

根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构，以供大家参考。

图4

    1）NhoE.C.电路如图1所示[1]。该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。该电路可以工作在电流临界连续状态，但必须采用频率控制，不利于滤波器的优化设计。

图5

    2）ChenK.电路如图2所示[2][3]。该电路超前桥臂并联有串联的电感和电容。电感L1和L2很小，不影响开关管的ZVS，但有两个好处：一是限制振荡的电流峰值；二是在负载很小，开关管不能实现ZVS时，限制开关管的开通电流尖峰。该拓扑结构利用IGBT的反向击穿特性，解决了滞后桥臂IGBT关断时的电流拖尾问题，可以提高IGBT的开关频率，而且在负载很小时也能实现零电流开关。但是，这个电路也付出了代价，漏感L1k中的能量L1kip2/2和ip反向时漏感L1k中的能量全部消耗在反向击穿的IGBT中。

图6

    3）原边加隔直电容和饱和电感的FB-ZVZCS-PWM变换器如图3[4]所示。它在基本的移相全桥变换器的基础上增加了一个饱和电感Ls，并在主电路上增加了一个阻挡电容Cb，阻挡电容Cb与饱和电感Ls适当配合，能使滞后桥臂上的主开关管实现零电流开关。在原边电压过零阶段，饱和电感工作在线性状态，阻止原边电流ip反向流动，在原边电压为Vin或－Vin时，它工作在饱和状态。尽管它有许多明显的优势，但也有不足之处，如最大占空比范围仍受到很多限制，特别是饱和电感上有很大的损耗，饱和电感磁芯的散热问题是一个必须解决的问题。

4）副边采用有源箝位开关的FB-ZVZCS-PWM变换器如图4所示[5]。这种电路没有使用耗能元件，在副边增加有源箝位开关S，并通过对有源箝位开关的适当控制，为滞后桥臂创造零电流开关条件。超前桥臂在零电压导通与关断的过程中，输出滤波电感Lf参与了谐振过程，而输出滤波电感通常具有很大的值，超前桥臂开关管可以在很大的负载范围内满足零电压开关条件，开关管的导通与关断的死区时间间隔受原边电压最大占空比的限制。在此种拓扑结构中，可能会出现副边整流输出电压的占空比大于原边电压最大占空比的现象，这种现象称为“占空比增大效应”(duty cycleboost effect)这种现象是由箝位电容Cc和箝位开关的作用造成的。此电路的主要缺点是控制上稍微复杂一些，以及有源箝位开关采用的是硬开关，但是，有源箝位开关在一个开关周期中仅工作很短一段时间，对变换器整体效率影响很小。

图7

    5）利用变压器辅助绕组的FB-ZVZCS-PWM变

换器电路拓扑如图5所示[6]。该电路通过在副边增加一个变压器辅助绕组和一个简单的辅助线路，无须增加耗能元件或有源开关来取得滞后桥臂ZCS。其副边整流电压可由箝位电容箝位，一般可将其限制在120％额定值内，该方案可在大功率场合应用。该电路拓扑的优点是负载范围宽，占空比损失小，器件的电压应力、电流应力小，成本低。但是它也有缺点，即副边结构复杂，设计时有些困难。

6）副边带能量恢复缓冲电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图6所示[7]。它的副边增加了由3个快恢复二极管和2个小电容构成的能量恢复缓冲电路，此电路在能量传递初始期间，电容Cs1和Cs2与漏感谐振，电容上的电压达到2nVin，超前桥臂开关管一关断，电容上电压就折合到原边，在漏感上产生一反压，使得原边电流下降。而且，通过能量恢复电路的低阻抗路径使副边整流二极管实现了ZVS。该结构稍微复杂些，最大缺点是，由于电容Cs1和Cs2与漏感谐振，使得副边整流电压几乎是正常电压nVin的2倍，增加了整流管的电压应力，并且由于存在大量环流，也增加了导通损耗。

图8

    7）使用改进的能量恢复缓冲电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图7所示[8]。它运用改进的能量恢复缓冲电路来减小循环电流和副边瞬间超压。除了增加二极管Ds4外，其工作原理和线路与6)相同。

8）滞后桥臂中串入二极管的FB-ZVZCS-PWM变换器如图8所示[9]。它利用串联二极管阻断电容电压可能引起的原边电流的反向流动。可以在任意负载和输入电压变化范围内实现滞后桥臂的零电流开关。

9）副边利用简单辅助电路的FB?ZVZCS?PWM变换器如图9所示[10]。此电路副边由一个简单辅助电路构成：包括一个小电容和两个小二极管，结构简单，整流电压不恒定，取决于占空比。该方案不含饱和电感，辅助开关，不产生大的环流，没有额外的箝位电路，这是因为，副边整流电压被箝位于箝位电

容电压与输出电压之和。所?的元器件均在低电压，低电流下工作，还有负载范围宽，占空比损失小等优点，从而使此变换器具有高效率，低成本，解决了目前常见变换器的许多问题。在高功率场合很有发展前途。

图9

    综上所述可知，图2和图3电路使用耗能元件来复位原边电流，降低了总效率并阻碍功率超过5kW；图4电路通过副边增加有源箝位开关来复位原边电流，价格较贵并且控制复杂，有源箝位开关采用的是硬开关，开关频率是原边的两倍，开关损耗大；图5电路所有有源和无源元器件都工作在最小电流应力和电压应力下，有较宽的ZVZCS范围，较小的占空比损耗，不存在严重的寄生环流，功率超过5kW，但是辅助电路复杂；图6电路中电容Cs1和Cs2与漏感谐振引起大的循环能量，降低了总效率并使得副边整流电压几乎是正常电压nVs的二倍，增加了副边整流管的电流应力，变压器和开关的导通损耗也增加了；图7电路是对图6电路的改进，它减小了副边瞬间超压和环流，也能使开关损耗传到负载；通过比较图6和图7缓冲电路中Cs放电时间和漏感L1k复位时间，可以看出吸收电容复位变压器漏感能量的能力和容量，后者比前者加倍，因而使用图7电路能扩展到重载范围。图9电路简化了前几种ZVZCS方案，仅仅增加由一个小电容和两个小二极管组成的简单辅助电路，无须增加耗能元件和有源开关实现ZVZCS，不仅为原边开关提供ZVZCS条件，而且箝位副边整流二极管，效率高而且价格便宜。