一种新型的零电压开关双向DC-DC变换电源

引言

在许多场合下，需要有能将直流电源进行双向变换的装置，以燃料电池为能源的电动车驱动系统，就是一例。在该系统中，同时具有普通酸铅蓄电池和燃料电池，普通酸铅蓄电池作为车辆冷起动动力，提供12～24V的低电压电源。起动后，用燃料电池提供150～300V的车辆驱动电压。因此，在电动车起动时，要求能将普通蓄电池输出的12～24V直流电压提升到150～300V，以起动系统开始工作。当系统进入正常工作后，用燃料电池的电能，对酸铅蓄电池进行充电，以恢复电池的能量消耗。双向DC-DC电源也可用于供电系统的直流操作电源中，供电系统的直流操作电源，通常用蓄电池作为后备电源，当使用双向直流变换电源后，可有效地减少后备电池的数量。对双向直流电源通常要求其具有高效、隔离、低辐射等特点，同时也要求电路结构简单，易于控制。

图1　DC-DC双向变换电路结构图

系统的结构及工作原理

双向直流变换系统的结构如图1所示，高频变压器T两侧的电源电压不同，电源能量能进行双向传送。从电路结构看系统具有以下特点。

电路的特点

用变压器作为隔离高、低压侧分别有既可整流又可逆变的变流装置。用IGBT或MOSEFT管作为开关器件构成桥式或半桥式整流逆变电路。若在图1的整流逆变或逆变整流框中，用全桥电路代换之，则得到双向DC-DC变换器主电路，如图2所示。为充分发挥电路的功能，在高频变压器的右侧接入一个电感Lk，用作电压提升。考虑到在保持功率平衡的条件下，需低压侧提供较大的电流，低压侧的电压波动对高压侧电压的稳定影响较大，因此在高压侧接入储能电感，这样控制输出电压的效果更好。正常情况下的能量流向是，从高压侧向低压侧方向，低压侧的蓄电池处于充电状态，另外低压侧负载需要消耗一定的能量。当能量从低压侧向高压侧流动时，具有短时和大电流的特点，通常只在系统起动或故障状态下出现。

图2　DC-DC双向变换主电路原理图

电路的工作原理

由于在MOSEFT管的d,s端或IGBT管的c,e端反并联了二极管，因此2个桥式电路均具有整流功能，逆变时需要对MOSEFT或IGBT管加触发脉冲。

低压向高压传送能量的过程

当能量从低压向高压方向传送时，要求M1～M4处于逆变状态，S1～S4处于提升状态。设：gMi为开关器件Mi的门极控制电平。gSi为开关器件Si的门极控制电平，

则

对gMi，gSi施加图3所示的控制脉冲，M1，M4导通构成变压器T左侧的正向电流；M2，M3导通构成变压器左侧的反向电流。为实现器件的零电压开关在M1，M4和M2，M3换流过程中加入死区。对S1，S2不加触发脉冲，对S3，S4加图3所示的触发脉冲起电压提升作用。

图3　能量从低压向高压流动时的门极控制脉冲[!--empirenews.page--]

此阶段电流电压波形如图4所示。等效电路如图5所示。对电路的分析可按以下几个阶段进行，其中电流iLk的波形非常重要，它等于变压器右侧的电流iT2。

图4　能量从低压向高压流动时变压器右侧电压、电流波形

图5　能量从低压向高压传送过程中各阶段等效电路

阶段1：t1～t2。M1，M2，S3导通，由于S1内部二极管DS1和S3的导通，使变压器右侧c，d两点短路，变压器右侧和iLk相关的等效电路如图5a所示。电流iLk值如式(1)所示，电感Lk储能，储能时间可通过S3导通的时间进行控制。

式中：UT2为变压器右侧电压幅值。

阶段2：t2～t3。在t2时刻S3关断，经短暂的延时后，对S4加触发脉冲，但S4并不立即导通。此时电感电流iLk经S1，S4内部二极管对电容C2进行充电，电流表达式如式(2)所示，等效电路如图5b所示。

式中：U2为高压侧的直流输出电压值。

值得注意的是，阶段1和阶段2构成了一个电压提升工作方式，改变S3门极脉冲的占空比，可调节变压器右侧，即高压侧的输出电压，根据电压提升电路的特性UT2和U2之间有式(3)所示的关系。

式中：D为占空比，即S3在M1，M4导通阶段所占的比例；ton=t2-t1；T为iLk的半周期。

阶段3：t3～t4。在t3点M1，M4关断，此时iLk迅速回落，iLk的变化如式(4)所示，式(4)中Td为死区时间，等效电路如图5c所示。

阶段4：t4～t5。在t5点M2，M3，S4导通，此时反向重复阶段1的过程。

高压向低压侧传送能量的过程当能量从高压向低压方向传送时，要求S1～S4处于逆变状态，M1～M4处于提升状态，对开关器件的门控信号作和上述相同的设定，要求对开关器件的门极加如图6所示的控制信号。流过变压器的电流波形和变压器两端的电压波形和图4波形的形状基本相同。

图6　能量从高压向低压流动时的门极控制脉冲

零电压开关分析

为实现开关器件的软切换，减小开关过程中的电压和电流值，尽量使开关切换在接近零电压时进行，因此在逆变器开关换流时，设置了死区Td。在图2所示电路中，当能量从低压向高压传送时，在M1从导通向截止换流，M2由截止向导通换流时，中间设置死区Td，如图7所示。考虑到电容Cs1=Cs2，因此，换流期间可以认为UCM1+UCM2=UCM3+UCM4维持不变，等于U1。由于M1关断，CM1充电，电压UCM1从0开始上升，而UCM2放电，电压从U1下降，升、降值相同，维持和不变。因此，CM1的充电电流为iT1/2，CM1充电到电压U1时，CM2放电到0V。如果继续对CM1充电，CM2将被反向充电，DM2会导通。此时为M2的零电压开通提供了条件。对CM1的充电是在iT1的作用下进行的，根据电容充电过程中电流、电压和时间之间的关系可得[!--empirenews.page--]

由式(5)得th为

因此，只要开关换流间隔死区时间Td大于CM1从0V充电到U1所需的时间th，即满足式(7)就可实现开关元件的零电压开通。一般情况下，取换流时iT1的平均值。

图7　脉冲之间设置死区

电感Lk的选取

选适当的Lk，使电能从低压侧向高压侧传送时，保持电流iLk连续。实际上，在S3导通期间(ton)，C2提供负载电流，而在S3截止期间，电感中的感应电势使S1内部的二极管导通，一方面提供负载电流，另一方面，补充在ton期间C2中电荷的减少。根据功率平衡关系式(8)，输入、输出关系式(3)和式(9)，可得保持电流连续的最小电感Lkmin。

式中：f为电源的开关频率；I0为高压侧负载的平均电流；U2为高压侧的输出直流电压；UT2为变压器高压侧的电压有效值。

电流iLk临界连续波形如图8所示。

图8　电流iLk临界连续波形

仿真及实验结果

升压方式

1)电压值。升压工作方式下，若取蓄电池电压Vin=24V，开关频率fc=20kHz，占空比D=0.35，高压侧负载功率1kW，则变压器高压侧电压UT2为240V，用式(3)计算输出电压值为307V，仿真结果值见图9，和计算值基本吻合。其它相关的电流、电压波形如图9所示。

2)电感电流iLk的波形。电感电流iLk的波形如图9所示和图4中预期的iLk稳态电流波形一致。在死区段变压器电流迅速回落。

3)开关切换点电压值。根据2.3节的分析，只要满足式(7)即可实现电源的零电压换路。仿真时取Cs2=0.04LF，开关触发脉冲之间的死区Td设成5Ls时，能实现零电压开关，如图9所示。其中uM1为开关M1两端的电压波形。[!--empirenews.page--]

图9　升压方式下UM1，UT2，iLk，U2的仿真波形

降压方式

在降压工作方式下，若取低压侧负载功率为200W，高压侧电压U2为240V，占空比D=0.35，则输出电压波形U1，流经电感Lk的电流波形iLk，变压器两侧的电压UT1，UT2分别如图10所示。

图10　降压方式下U1，iT1，UT1，UT2，iLk的仿真波形

部分实验波形

1)电流iLk波形。变流器的电路参数同仿真值，通过示波器观察到的变压器高压侧电流波形，即流经电感Lk的电流波形如图11所示。波形和仿真结果基本一致，见图9、图10中电流iLk波形。

2)零电压开关波形。当电能从高压侧向低压侧传送时，开关器件M1门极控制电压和漏、源极电压波形如图12所示，能实现开关器件的零电压切换。

图11　升压方式下电流iLk的实验波形

图12　升压方式下Uds，Ug的实验波形

结束语

本文给出了一个零电压开关的双桥、双向直流电压变换电路，在不改变电路结构的情况下，实现能量的双向流动。由于电路中，使用了新的开关控制策略，使该电路具有稳定的输出电压。在不增加电路元件的条件下实现电路的零电压开关，因此电源的电磁辐射较小。此外，电路还具有体积小、效率高、结构简单、成本低廉、电气隔离等优点。电源的输出功率可达几到十几kW，除可以用于中、小型的电动车驱动外，还可作为中、小型变电站的不间断电源及其它需要双向直流电源供电的设备中。