电信热插拔参考设计有效解决输入瞬间过压及掉电问题

  概述
　　典型的电信系统必须能够满负荷工作在-36V至-72V两个电压源，另外还必须提供雷电感应、高压脉冲以及输入电压在几毫秒内跌落到0V情况下的保护措施。可插拔线卡通常包含一个从高压到低压的DC-DC转换器，该转换器带有热插拔保护电路。当线卡带电插入一个背板时，该电路可以限制浪涌电流，使其略高于满负荷电流。板上滤波电容充满电后，热插拔电路还必须提供一个电源就绪信号(/PGOOD)，以开启后续的DC-DC转换器。本文详细介绍了对热插拔电路的要求。大部分要求与AdvancedTCA® (ATCA®)一级热插拔电路相同。

　　典型电信系统要求

　　输入电压范围：-43V至-72V
　　输入采用双二极管“或”逻辑
　　-32V至-36V关闭(二极管之前的电源)
　　80W (最大)输入功率，CLOAD = 680µF
　　耐压-150V，1ms过压脉冲¹
　　掉电支持，0V，从-43V输入电压开始16ms的瞬时掉电；在此期间/PGOOD必须保持低电平
　　43V启动时，浪涌电流 ≤ 1.5倍满负荷电流
　　参考设计特性和考虑

　　欠压闭锁(UVLO)上升门限可以设置到~43V，过压闭锁(OVLO)上升门限可以设置到 ≥ 72V。

　　安装在输入端的两个100V肖特基二极管实现两个独立电源的“或”逻辑。

　　UVLO下降门限可以设置到~32V，必须满足电信系统规范第6项，电压降低UVLO下降门限时，/PGOOD保持有效，系统保持正常工作。

　　VIN = 43V时PIN = 80W，输入电流为1.86A。

　　对于U1、C3、C4和Q2，70V TVS二极管能够将输入电压钳位在一个安全电平。这个二极管可以直接跨接在输入端，或MAX5921热插拔控制器的VDD–VEE引脚，并且串联一个5Ω电阻与VIN隔离。

　　从43V到32V跌落的16ms时间内，储能电容(C3)存储足够的能量支持80W负载的供电。该电容通过一个电阻充电，以限制充电电流，使其保持在电信系统规范第7项中规定的输入浪涌电流的一小部分。放电期间，肖特基二极管旁路这个充电限流电阻。

　　断路器最低触发门限可选，容许在43V时设置为2.8A，150%启动浪涌电流，电压低至32V时，保持2.5A满负荷工作。

　　电信热插拔参考设计

　　电信热插拔参考设计采用MAX5921热插拔控制器，如图1所示。

图1. MAX5921电信参考设计原理图

　　启动特性

　　ULVO上升电压门限由分压电阻² (R1+R2):R3设置为：

　　虽然输入UVLO上升开启门限由分压比(R1+R2):R3设定，输入UVLO下降关闭门限由分压比R2:R3设定。因为启动期间，一旦产生输出电压，Q2会短接至R1。

　　输入电压缓慢上升到UVLO升压门限时，会产生图2所示波形。这种情况发生在：

VIN - VS1 = VIN - VEE + VF(D1) ≈ 42.4V

　　栅极电压升至中间值，控制输出电压的摆率为2.2V/ms，以此限制输出电容(C4)的充电电流。输入电流(IC4 + IC3)峰值为1.75A。当VOUT达到它的最终值，输入电流降至充电电流(IC3)。

图2. VIN上升时的导通特性

　　通过选择C2可以控制启动时的输入浪涌电流。

　　由此，浪涌电流限制在 ≤ 1.5倍的启动电流(43V输入时，1.86A)。较小的C2会增大浪涌电流。比如，如果C2 = 12nF，IINRUSH = 2.55A，接近所要求的2.8A。图2所示为输入浪涌电流。[!--empirenews.page--]

　　图3与图2类似，只是图中/PGOOD在VGATE达到最终值7ms后、VOUT达到其最终值15ms后输出低电平。

图3. /PGOOD的开启特性

　　热插拔过程将要结束时，Q2短接至R1、UVLO下降门限被设定在大约32V，满足电信系统规范的第3、第6项要求。

　　图4所示为启动时C3的充电过程，因为C3的初始充电电流在VIN = 50V时只有~100mA峰值，所以充电时间与输出负载无关，充电时间大约为10s。在启动10s后或出现一次欠压后，才能提供电压跌落支持。

图4. 导通时C3储能电容充电

　　掉电保护

　　电压跌落期间的保持时间按照以下步骤计算：

P = 80W，C3 = 5400µF

　　掉电可能发生在最差工作条件下：VIN = 43V，此时：

VOUT = VIN - VF(D1) = 43V - 0.55V = 42.45V[!--empirenews.page--]

　　一旦输入电压开始下降，VOUT将下降一个D4二极管的压降，或额外的0.6V，下降至41.85V。

　　下降期间，由C3提供负载供电，并且/PGOOD在达到以下条件之前保持有效：

UVLOMAX = 33.6V = [VCAP - VF(D4) + VF(Q1)]或VCAP = 34.8V

　　因此，电容可以有10%的误差，计算所得的保持时间为16.4ms。

　　输入电压下降时，如果D1或D2没有导通，C3通过体二极管Q1为MAX5921的输入供电。因此，在欠压期间，MAX5921正常工作并提供有效的/PGOOD。

　　在长达16ms的输入电压跌落期间(从VIN = 43V跌落到VOUT = 32V)，通过C3可以维持输出功率为80W。上电时，C3通过电阻R11充电。C4在启动时充电，为了防止C3充电电流超过输入浪涌电流，选择C3 x R11的时间常数为4860ms。因此，在上电10s后才能提供掉电保护支持。

　　图5所示为掉电保护波形图，图中初始功率约为

　　4.185A × 41.85V ≈ 175W (注意：一旦断开输入电源，输出电压将由于D4的正向导通而下降)。

图5. 电压跌落时的波形

　　从43V开始下降，16ms后输出电压下降至31.5V，功率约为3.15A × 3.15V ≈ 99W。由此可以看出：C3存储能量足以支持掉电保护的需求。

　　过压锁定

　　OVLO上升电压门限由分压比R4:R5设定：

　　断路器触发门限

　　选择适当的断路器触发门限以保证在VIN达到指定的最小值以前或初始上电时不会触发断路。因此，断路触发门限需要根据较大的80W/32V = 2.5A或(1.5 × 80W)/43V = 2.8A进行计算。由于在16ms瞬时掉电期间由C3为负载供电，在此期间没有电流通过检流电阻。电阻R7按照下式设置触发门限：

　　脉冲过压保护

　　MAX5921需要提供100V以上的输入瞬变保护，可以参考以下两个电路：

　　一个电路中，在+VIN和MAX5921的VDD引脚之间串联了一个5.6Ω电阻(R8)，VDD和VEE引脚之间连接了一个TVS二极管(D3)。这种情况下，只有MAX5921得到保护，C3、C4和Q2的额定值应该> 150V瞬变。

　　另一个电路中，在逻辑“或”二极管后面直接将TVS二极管连接VIN各端，为整个电路提供，选用SMBT70A (D3)限制瞬态脉冲，使其 ≤ 100V，并在75V时可以通过 < 1mA的电流。电路由D3提供输入电压保护，在0.2焦耳电容放电产生的脉冲(见注释1)冲击下提供有效保护。

　　仅保护MAX5921

　　图6和图7中，D3提供器件的输入瞬态保护。安装R8，只有MAX5921受保护，出现0.2焦耳的输入脉冲(见注释1)。

图6. 脉冲过压保护特性，仅保护MAX5921，最初的9µs.[!--empirenews.page--]

图7. 脉冲过压保护特性，仅保护MAX5921，最初的9ms

　　VDD - VSS限定在84.4V，输入电流出现一个宽度为4µs、峰值为46A的三角尖峰。

　　VIN上升3ms，峰值达到165V或比最初的50V高出115V。VOUT - VEE也随着VIN上升至高于0V初始值的115V。MAX5921的输入瞬变和OVLO电路保护机制引起短暂的栅极关闭，输入脉冲在输出端被抑制。栅极关闭期间，C3为输出供电。

　　整个电路的保护

　　图8和图9所示波形是短接R8时的测试结果，能够为MAX5921、Q1以及Q1的后续电路提供保护。

图8. 脉冲过压保护特性；完整的电路保护；最初的10ms

图9. 脉冲过压保护特性；完整的电路保护；最初的10s

　　VIN需要大约6µs的时间从初值上升至98V或50V，并且在30µs内下降到~65V，然后经过6ms下降到初始值。输入电压峰值伴随一个峰值为66A、宽度为6µs的三角形电流尖峰。这个电流完全流过D3。

　　栅极电压在500ns内下降至接近0V，在~12ms内恢复至正常值。关闭Q1抑制输入瞬变。

　　VOUT - VEE会在最初的100ns内上升至~60V，然后会快速下降到一个较宽的50V脉冲，持续6µs，然后在6ms内返回到正常电平。除了栅极关闭的最初400ns，输入脉冲在输出端被完全抑制掉。在VGATE返回到其正常值，瞬变恢复之前，由C3为负载供电。

　　总结

　　本文提供的电信热插拔参考设计能够满足典型电信系统的规范要求，支持 ≥ 16ms的有效保持时间。过压脉冲保护可以仅提供给MAX5921或也可以为整个电路提供过压脉冲保护。如果用户只要求用D3保护MAX5921，可以切断R8的短路线。切断R8两端的短路线后，C3和C4的额定值为160V。Diodes公司的TVS二极管SMBT70A是瞬态过压保护的关键—其它TVS二极管不能胜任本设计的要求。