如何使用负载分担方法提升输出电流能力

　　引言

　　在便携电子设备等空限受到高度约束的应用中，其中一个主要的集成电路(IC)选择标准是封装尺寸。大多数模拟IC制造商能够提供空间效率极高的封装，如uDFN或uCSP。然而，在模拟功率分配方面，这类超小型封装IC的主要限制就是功率耗散。因此，DC-DC转换器最大电流能力在1.5 A至2 A范围。虽然这电流对绝大多数应用都足够，但某些应用可能需要超过1.5 A至2 A的电流。在这种情况下，不仅是对于手持设备设计人员，还是IC制造商，使用超小型封装DC-DC转换器都具挑战;而随着更大功率需求的出现，此前业界广泛提供的低于1.5 A高集成IC的阵容也大幅变窄了。

　　要提供这样的大输出电流，并联2个通用DC-DC转换器也许是一种高性价比的解决方案。这种方法也可能因为厚度、空间节省和散热优势等因素而被采用。

　　然而，DC-DC转换器进行输出电压稳压时带有容限，其中包含带隙漂移、比较器偏移和闭环稳压等参数。设计人员使用带外部电阻桥的转换器时还必须顾及电阻精度。

　　本文将详述设计带2个并联DC-DC转换器的电源的方法和技巧。最后，还将探讨一种高性价比和高空间效率的解决方案及其应用设计，此方案使用高集成度双通道降压转换器，提供1.6 A电流能力。

　　NCP1532

　　NCP1532双通道降压DC-DC转换器是一款单片集成电路，专门用于采用1节锂离子电池或3节碱/镍铬/镍氢电池供电的便携应用，为新的多媒体设计的内核和输入/输出(I/O)电压供电。两个通道的电压都可在0.9V至3.3V范围之间调节，能够提供达1.6A的总电流，而每通道的最大电流为1.0A。两个转换器都工作在 2.25MHz开关频率，能使用较小的电感(低至1μH)和电容以减小元件尺寸，还可180o异相工作以降低电池上的大量电流需求。这器件可在PWM/PFM模式之间自动切换，并采用同步整流技术，提供更高的系统能效。

必须评估外部元件

　　并联2个DC-DC转换器来增加输出电流能力需要额外的镇流电阻，以此防止出现2个转换器没有精确设定为相同电压的状况。在诸如安森美半导体NCP1532这样的全集成双通道DC-DC转换器中，源自误差放大器和参考电压的漂移可以忽略不计。然而，工程师需将这些镇流电阻减至最小，以降低功率损耗、优化解决方案能效，及确保可接受的负载稳压性能。

　　下述假设用于计算镇流电阻：

　　● 两个转换器使用相同参考电压。但由于外部电阻容限的缘故，每通道稳压输出电压并不相同，我们能够假设通道1在其容限的高端稳压，而通道2而在其容限的低端稳压;[!--empirenews.page--]

　　● 镇流电阻将确保两个转换器不能超过它们的最大输出电流，即每通道1 A;

　　● 两个RSHARE镇流电阻的电阻值相同。

　基于上述假设，图2对应的电气参数可用于计算镇流电阻：

　　其中VOUT是输出电压;TOLOUT是外部分流比提供的容限，由等式(2)确定;IOUT是每通道最大输出电流;ILOADmax是最大额定电流。

　　总输出电压参考TOLOUT取决于外部分流器TOLR的精度：

　　以NCP1532为例，完成镇流电阻计算所需的参数是：反馈电压阈值VFB = 0.6 V;最大输出电流IOUT=1.0A;最大额定电流ILOADmax=1.6A;输出电压VOUT=1.2V、所使用电阻分流器精度为0.1%的DC-DC输出的容限是：

　　除了典型应用示意图所描述的第一部分的几个外部元件，这交错式NCP1532双通道应用示意图还使用2个精度为0.1%的电阻桥和2个连接滤波器输出至外部负载的6mW镇流电阻。

仿真图显示镇流电阻对负载稳压的影响

　　如果我们视两个通道为适合的电压源—配置为提供1.2V±0.1%精度，图4仿真了我们的设计示例。[!--empirenews.page--]

　　6mW镇流电阻补偿电阻分流器的高端及低端容限，而不会超越最大输出电流能力。然而，这种方法在1.6A电流时影响负载稳压性能达4.8mV，并会增加串联损耗。

　　提升能效的关键是将RSHARE镇流电阻减至最小

　　将串联损耗减到最小的关键因素是将等式(1)和等式(2)确定的镇流电阻RSHARE减至最小。基于双通道DC-DC转换器的最初假设能够在相当程度上降低这些串联电阻值。因此，可以在负载均衡情况下计算1.6A负载时的功率损耗：

　　而在均衡负载情况下，可以得出：

　　与负载提供的功率相比较：

　　使用双通道DC-DC转换器时，镇流电阻对能效产生的影响(8.2mW/1.92W=0.0043)小于0.5%。

　　交错使用两个精度为3%的独立式DC-DC转换器将需要电阻值更高的镇流电阻;而这会大幅影响负载稳压及能效。已经计算出3%精度时的镇流电阻为180mΩ。使用两个独立式DC-DC转换器影响能效达12%，而这对便携设备而言是不可接受的。

　负载瞬态性能确认设计的有效性

　　使用两个单独通道有利于对大负载瞬态事件作出反应。而且，与“超级”DC-DC转换器相比，这种负载分担(load sharing)方法能够使用频率更高、带宽更大的器件。高开关频率需要更小电感，而较小电感对电流改变作出反应所需的时间更短。图5详细描绘了与图3应用电路相关的800mA负载瞬态和1μs上升时间。[!--empirenews.page--]

　　瞬态性能证实了系统的大带宽和稳定性：过冲可接受，没有振铃，恢复速度快。图5显示，在800mA负载瞬态下的压降低于40mV，而上升时间为1μs。这个测量结果确认了负载分担分析的有效性，并进一步提升了这种解决方案的主要优势。

　　异相工作降低电池线路上的瞬态噪声以及电磁干扰

　　先进的DC-DC降压转换器能够具有同步特性，降低开关噪声及减少电磁干扰(EMI)。我们示例中的双通道降压转换器能够异相工作;这个选项是可以外部选择的。在那种控制模式下，第一个转换器的开关事件与第二个转换器的开关事件方向相反(隔180o)。另外，电池线路上的功率需求分布在两种工作相位，而使用异相工作时三角波形消失。高端和低端晶体管导通和关闭时出现的尖峰也大幅减小。

　　空间要求及布线

　　应用高频DC-DC转换器需要注意一些规则，这样才能获得强大的便携应用。

　　良好的布线是防止开关稳压器自身及给应用产生噪声的关键。实际上，类似于任何闭环系统，保护反馈引脚使其免受任何外部寄生信号耦合的影响需要特别的注意。由于便携数字电路消耗大量电流，设计人员必须从输入到输出，特别检查电池到地平面的大电流通道构成的环路即所谓的电流环路。

　　通常最少应用4层的印制电路板，其中包括接地层和电源层。大电流通道(电感电容(LC)滤波器和镇流电阻)设计在上部，而敏感的反馈网络位于底部。

　　结语

　　对于需要大电流的应用而言，交错2个通用DC-DC转换器是一个增值特性。与单个“超级”独立DC-DC转换器相比，负载分担技术在2个不同通道分散功率和噪声，因此将器件保持在相同温度所需花费的冷却精力更少。诸如输入和输出电容及电感等外部元件会更小，并能帮助节省应用电路板上的空间。

　　如果镇流电阻对负载稳压和能效的影响减至最小，对负载极重及有大负载瞬态需求的应用而言，负载分担就是一种极佳的方法。

　　安森美半导体的NCP1532是一种应用这种技术的高空间效率和高性价比解决方案。