ZVT－PWM移相软开关通信基础--电源模块的设计

摘要：简单介绍ZVT—PWM移相软开关变换电路的原理及特点，研究采用移相全桥ZVT－PWM软开关变换电路的设计方法，并给出通信基础开关电源整流模块的设计实例及试验结果。

关键词：开关电源脉宽调制移相全桥ZVT软开关通信电源IGBT

Design on the Communication Basic Power Supplies Module Controlled

by Phase Shifted－ type ZVT－ PWM Soft－ switch Technique

Abstract:This paper analyses the principle and characteristic of the ZVT soft－ switch type converter.The design method on the ZVT soft－ switch type power supplies is researched.As a example,the switch－ type power supplies used in communication and it's test result are given.

Keywords:Switch－ type power supplies PWM Phase shifted full bridge ZVT－ soft－ switch Communication power supplies IGBT

1引言

　　随着电力电子器件从晶闸管（SCR）到大功率晶体管（GTR），再发展到VMOSFET和IGBT等，功率变换技术也经历了从负载谐振变换到硬开关PWM，再到双零开关和双零变换的发展过程。双零变换技术包括零电压变换（ZVT）和零电流变换（ZCT）两种，它们的基本工作原理是采用辅助开关管与谐振电路共同配合主开关管工作，使其分别实现零电压开关（ZVS）或零电流开关（ZCS），是真正意义上的定频软开关PWM变换，具有定频PWM变换和软开关变换的共同优点，所以双零变换技术是功率变换技术的发展趋势之一。

2移相全桥ZVT软开关变换技术

　　双零变换技术中，ZVT变换技术应用比较普遍，主要用于高频有源PFC和DC/DC变换电路。ZVT变换的基本工作原理是辅助开关管与谐振电路共同工作，使主开关管实现零电压开关。

　　ZVT变换技术的主要优点有：

　　（1）定频PWM变换，与以调频形式工作的ZVS变换相比，变压器和滤波电抗器的设计比较容易，利用率也比较高；

　　（2）在主开关管开通和关断的过程中，采用部分谐振技术，实现软开关变换，大大降低了开关损耗，提高了工作效率；

　　（3）主开关管导通时流过的电流和关断时承受的电压与硬开关PWM变换相近，比双零开关变换成本低，可靠性高；

　　（4）软开关变换，电磁干扰（EMI）小。

图1移相全桥变换电路

　　ZVT变换技术典型的应用是移相控制的全桥式变换电路，其基本电路如图1所示。

　　VDA、VDB、VDC、VDD分别是开关管VA、VB、VC、VD（这里以IGBT为例）的等效反并联体二极管；CA、CB、CC、CD分别是VA、VB、VC、VD的等效输出电容（结电容）；L1为一次侧电路引线电感LX、变压器一次侧绕组漏感LL和外加电感L之和，即

图2移相PWM控制波形

L1=LX＋LL＋L（1）

　　开关管采用移相式PWM控制方式，控制波形见图2。

　　由此可见，移相全桥变换电路四个开关管既为主开关管，又互为辅助开关管，既不增加开关管数量，又吸收了分布参数作谐振电路参数，实现零电压转换[1]。

3ZVT软开关变换电路中的应用设计

　　移相全桥ZVT软开关变换电路可以用于设计许多类型的开关电源变换装置，设计方法和过程都是相似的。由于主电路确定为全桥式逆变电路，集成控制芯片一般选UCX875～79或者ML4148，所以最主要的设计内容归结为两点：一是根据散热平衡优化设计ZVT软开关变换谐振参数，二是控制系统的环路设计。

3．1ZVT软开关变换谐振参数的优化设计

　　主电路谐振电感量L1是决定能否实现零电压转换的关键。L1太小，在负载较小时，虽然超前桥臂开关管比较容易实现ZVT，但是由于环流不能维持到滞后桥臂开关状态的转换时刻，使滞后桥臂不能实现ZVT[1]。但是，L1过大，会限制最大占空比，并会降低功率因数。负载很轻时，电流不太大，即使是硬开关状态，开关损耗也不会太大。另外，开关管的通态损耗也随电流的变化而变化，对于IGBT管，管压降为UCES，应按照满载时设计散热条件。因此，使滞后桥臂实现ZVT的最小负载电流优化的原则应该是：当电流下降到αIOE时，滞后桥臂上两只开关管的开关损耗的增加量Pon－offr等于所有四只开关管的通态损耗的减少量PONf，不变的散热条件，使得开关管的结温仍然保持原来的水平，由文献[2]可知，Pon－offr和PONf可以分别由式（2）和式（3）求出，所以α可以由式（4）求出：

Pon－offr=αIOEUd(ton＋toff)fS(2)

PONf=4δ(1－α)IOEUCESat(3)(4)

式中：ton——IGBT的开通时间，toff——IGBT的关断时间；fS——逆变电路的开关频率；UCESat——IGBT的导通压降。

　　根据下式和式（1）可以求出外加电感量L：(Lm＋L1)·(αIOE/n)2/2>（4CS/3＋Ct/2）(5)

式中:Lm——变压器一次侧励磁电感，n——变压器变比，CS——开关管输出电容；Ct——变压器一次侧绕组电容。 [!--empirenews.page--]

3．2控制系统的环路设计

　　开关稳压电源控制系统的结构框图如图3所示。

图3开关稳压电源控制系统的结构框图

　　控制系统环路设计就是通过对系统的环路及其对小信号的响应进行分析，选择合适的调节器，并采取适当的校正网络，使系统的稳态和动态性能指标及其稳定性都能满足要求。具体说就是，稳态无静差、动态响应速度足够快、系统稳定、抗高频干扰能力强。要使系统满足以上性能，其开环传递函数L（ω）就必须满足以下要求[3]：

　　（1）低频段以－20dB/Dec或－40dB/Dec的斜率下降，无稳态误差；

　　（2）中频段以－20dB/Dec斜率下降，系统的稳定余量较大，中频带宽要足够宽，以保证系统的动态响应速度；

　　（3）高频段以－40dB/Dec或－60dB/Dec的斜率下降，对高频干扰衰减快。

　　PWM环节是线性的，其传递函数为K1，逆变开关电路和变压器组合也是线性的，其传递函数为1/n，n为变压器一、二次侧匝数之比。输出LC滤波环节的传递函数为1/（s2LC＋1）,输出电压反馈网络也是线性的，其传输函数为：KB=R2/（R1＋R2）。假设误差放大器（或调节器）的传递函数为G1（s），则图3所示的系统就可以写成传递函数的形式，见图4。

　　若误差放大器为比例调节器，即G1（s）=KP，则控制系统为二阶系统，其开环传递函数见式（6），幅频特性曲线见图5（a）。这种系统的稳定误差比较大，并且是有条件的稳定系统，稳定余量太小。

图6比例积分（PI）调节器和无源超前校正网络

图4开关稳压电源控制系统的结构

　　解决以上问题的方法：

　　（1）采用比例积分（PI）调节器，见图6（a），传递函数见式（7）；

　　（2）采用无源超前校正，见图6（b），传递函数见式（8）。

图5二阶系统开环幅频特性曲线和

图6比例积分（PI）调节器和无源超前校正网络

校正后的系统开环幅频特性曲线

　　校正后的系统开环幅频特性曲线见图5（b），基本能够满足上述的要求。（7）（8）

　　在进行以上环路设计的同时，还要遵循以下两个基本点：

　　（1）交越频率ωC即L（ω）=0时频率为逆变开关频率fC的（1/4～1/5）；

　　（2）中频带宽b=ω4/ω3≈10。

4设计实例及试验结果

　　采用移相全桥ZVT软开关变换电路设计的DMA－48/50通信开关电源模块，输入电压为三相380V±20％，输出电压为43.2～57.6V可调，输出电流为50A。选用IRG4PF50W型高速IGBT做开关管，开关频率为40kHz，选用UC3879做集成控制芯片，振荡频率设为80kHz。引线电感加变压器一次侧漏感约为1.5μH，外加电感为6.5μH左右,L1=8μH,IO=18.5A时开始实现ZVT,最大占空比Dmax=0.88。系统环路设计采用了PI调节器和无源超前校正，ω≈9kHz，中频带宽b=ω4/ω3≈11.2。

　　测试结果系统稳定、控制精度高、动态响应快、抗干扰能力强，基本参数如下：

　　功率因数：PF=0.948（50A，57.6V）

　　效率：η=92.6％(50A,57.6V)。

　　输出峰－峰杂音：130mV。

5结束语

　　移相全桥ZVT变换电路是中、大功率直流电源变换器理想的方案之一，它效率高、EMI小、开关管的定额要求低、成本低。设计时，要根据散热平衡优化实现ZVT软开关的最小电流，既能提高功率传输的效率，又可降低成本。系统的环路设计要综合考虑稳态、动态性能指标和稳定性，采取必要的校正措施，并要设计合适的交越频率和中频带宽。采用移相全桥ZVT变换电路设计的DMA－48/50通信用基础开关电源，已经通过了原邮电部的入网测试，并取得了进网许可证。