多模3G手机前端电路设计
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RF6280 DC-DC转换器相当于一个脉冲宽度调制(PWM)电压模式控制器，可以把Vset电压提高到2.5倍[Vout=2.5(Vset)]。利用直流直流转换器对每个功率级上的PA集电极电压进行优化，电池耗电量的减小差不多等于Vout/Vin之比。对直流直流转换器使用公式Pout=?Pin，这里？代表效率，可以推导出电池电流(Ibat)的公式Ibat=(Vout/?Vin)Iload，这里Iload代表负载电流。该式显示电池电流是Vout/Vin之比，假设转换器效率为100%，且所有工作电压级上负载恒定。
相比HSDPA调制信号，语音调制信号的峰均功率比要更小。由于手机必须工作在两种模式下，故PA偏置须足够高到维持充分的线性度，以达到系统相邻信道泄漏比(ACLR)要求。一旦PA偏置电压的设置符合HSDPA要求，在语音工作模式下，这些相同的电压级可提供额外的ACLR余裕(ACLR margin)。由于这种额外的ACLR余裕并非必需，故可能会牺牲ACLR性能以节省更多的电池耗电量。图7中，在语音工作模式下，通过减小HSDPA工作模式中所设置的控制电压，在最高功率级上可节省30mA的耗电量。这种灵活性让设计人员能够根据工作模式对线性度余裕、斜率和功率进行权衡取舍。
手机的散热仍然是设计人员关注的一个问题。功率放大器(PA)是主要产热器件。直流直流转换器的使用将让PA集电极电压工作在最小规定电压和最大输出功率(与电池电压无关)下。下面以工作在最大输出功率下的RF6285为例来说明如何利用直流直流转换器降低功耗。
输出功率为+27-dBm时，RF6285的典型耗电量是450mA。如式Pdiss=Pin-Pout所示，功耗是输入功率和输出功率的函数，因为Pout恒定为+27dBm(0.5W)，故这时由Pin决定PA的功耗是多少。在满充电电池供电且无功率管理的条件下使用PA时，Pin的值为：Pin=4.5VX0.45A=2.03W，此时功耗为1.53W。在采用了功率管理的情况下，PA集电极被设置为3.1V，故Pin=3.1VX0.45A=1.39W，而功耗只有0.89W。这种电压的减小可减少约42%的PA功耗，这意味着PA芯片温度将降低42°C。
对运营商和手机制造商来说，手机的现场性能表现至关重要。EVM和ACLR系统要求，以及总辐射功率(TRP)和特定吸收率(SAR)限制，都需要失配负载条件下的稳健性能。此外，后期校准手机在效率和功率精度上可能会受到不良影响。PA负载灵敏度对发射链路的总体性能十分重要。RF6281、RF6285、RF6241、RF6242和RF6245 PA中采用了一种正交架构来减小PA负载灵敏度。这些器件采用带有超前/滞后分离器和合成器网络的并联路径放大器进行设计。在使用中，无线网络可以创建彼此相位差为90度的放大器路径，这需要PA稳健工作。
图8显示了超前/滞后合成器网络输出失配时发生的情况。这一仿真中，在Port1合成器输出上有5.0:1 VSWR的失配。使用5.0:1 VSWR的原因在于这是手机环境中可能发生的最坏失配情况。Ports2和4受到的影响是阻抗转换，亦即每个PA输出2.0:1 VSWR。前端组件插损可对天线失配起一定隔离作用。典型前端组件插损至少3dB，这限定了超前/滞后合成器输出的最坏情况VSWR是3.0:1，而非5.0:1。
图9所示为测得的RF6285的ACLR性能与VSWR的关系，从中可看出PA正交架构的优势。作为参考，在3.0:1的最坏情况VSWR下，ACLR下降不到2dB，而单端PA时为10dB。对于3.0:1的最坏情况VSWR，RF6285的功率下降只有2.5dB，相同情况下单端PA则为3.5dB(图10)。图11显示了RF6285的峰值集电极电流与VSWR的关系。在2.0:1最坏情况VSWR下，RF6285的峰值集电极电流只增加了3%，而相同条件下单端PA的增加了20%之多。
3G手机的设计人员面临着大量挑战，究竟应该优先解决那些问题，需根据最终应用来决定。像RD6280模块这样的解决方案可为多频带应用带来灵活性的优点，同时在所有功率级和工作模式下都能保持最佳性能。相反地，RF6241、RF6242和RF6245等高度集成的解决方案可减少元件数目求。上述两类解决方案都能够满足改进回退功率级下耗电量的要求，而RD6280包含有PA PMIC，可提供更多的性能优化。
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