一种单极倍频电压型SPWM软开关DC/AC逆变器的设计

摘要：提出了一种单极倍频电压型SPWM软开关DC/AC变换器，分析了其主要工作原理并给出了主要参数设计方法，实验结果证明了该电路确能实现软开关，并且具有输出滤波参数小，电压波形质量高的优点。

关键词：单极倍频；正弦波脉宽调制；软开关；逆变器

1    引言

    目前，PWM功率变换技术得到了广泛的应用。对于工作在硬开关状态下的PWM逆变器，由于其开关损耗大，并且产生严重EMI，难以满足开关电源高频化、绿色化的要求。为克服硬开关的不足，软开关技术得到迅速的发展，特别是DC/DC变换器移相软开关技术已趋于成熟。但对于DC/AC变换器，由于考虑其输出波形质量等因素，目前，还没有真正意义上的软开关产品出现。虽然也出现过一些DC/AC变换器拓扑和软开关控制技术[1][2][3]，但这些方法还不能真正走向实用。

    文献[4]介绍了用谐振电路实现软开关，是一种比较好的方法，然而这一技术需要跟踪电路中的电压和电流，在电压和电流过零处实现软开关，这必然使电路变得复杂。为较好地解决这一难题，文献[5]介绍了利用电感换流的非谐振软开关PWM技术，然而这一技术只适用于双极性电压控制的DC/AC变换器电路。在分析文献[5]的基础上，本文设计出了一种适用单极倍频SPWM[6]软开关DC/AC变换器电路。

2    单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器主电路

2.1    主电路结构

    图1所示为新型单极倍频SPWM软开关DC/AC逆变器主电路原理图。图2为其主要工作波形。该电路在硬开关SPWMDC/AC逆变器的基础上添加了电容C₁，C₂，C₃，C₄，C_r1，C_r2，C_E1，C_E2电感L_r1，L_r2，其中电容C₁=C₂=C₃=C₄，C_r1=C_r2，电感L_r1=L_r2，大容量电解电容C_E1=C_E2视为恒压源。这些元件为电路中的4只功率管实现零电压开关(ZVS)创造了条件。

图1    主电路结构

图2    主电路主要工作波形

2.2    软开关的实现原理

    单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器主电路输出电压，在正半周只有正脉冲电压，在负半周只有负脉冲电压。当S₁及S₄同时开通时主电路输出正电压脉冲；，当S₂及S₃同时开通时主电路输出负电压脉冲。本文以输出电压的正半周的一个开关周期为例进行说明。

    以下公式中的电压、电流方向以图1中的参考方向为准。并假设负载电流i_o连续。

    1）工作模式1（t₀－t₁时间段）

    在这一时间段中S₁及S₃导通，S₂及S₄关闭，i_Lr1从电源E_D的正极经过S₁，C_r1，L_r1，C_E2，到E_D的负极并逐渐增大；同时电容C_E1经过S₃，C_r2，L_r2继续放电，放电电流i_Lr2继续上升，在t₁时刻i_Lr2达到最大，即

    i_Lr2(ωt₁)=αI_omsinωt₁－(1－α²sin²ωt₁)（1）

式中：α为调制比；

      I_om为负载电流最大值，I_om=E_D/R_L；

            ω=2πf_c，f_c为载波频率。

    对应的等效电路拓扑见图3（a）。

    2）工作模式2（t₁－t₂时间段）

    在此时间段，功率管S₁继续导通，i_Lr1继续增大。t₁时刻S₃关断，集电极电流i₃从开关管S₃转换到缓冲电容C₃，为C₃充电，C₃上的电压从零开始上升，S₃实现零电压关断；同时，存储在C₄上的能量通过C_r2，L_r2,C_E2回路放电，其等效电路拓扑如图3(b)。从图可看出，C₃充电回路与C₄放电回路参数相同。因此，在t=t₂时刻，v_C3=E_D，v_C4=0。充放电时间t₂₁为

    t₂₁=t₂－t₁=（2）

    3）工作模式3（t₂－t₃时间段）

    在t=t₂时刻D₄导通，为循环电流i_L2的续流提供通路，v_C4被箝位于零，即v_C4=0。若在i_L2=0之前，S₄的触发信号到来，S₄实现零电压开通。其等效拓扑如图3(c)所示。

    4）工作模式4（t₃－t₄时间段）

    在t₃时刻S₄零电压开通。循环电流i_L2继续通过D₄续流，在t₄时刻续流完毕。续流时间t₄₁为

    t₄₁=t₄－t₁=－（3）

    其等效电路拓扑如图3(d)。

    5）工作模式5（t₄－t₅时间段）

    t₄时刻后，S₄的集电极电流从零开始上升。电源E_D为负载提供能量。其等效电路拓扑如图3(d)。

(a)    t₀－t₁

(b)    t₁－t₂

(c)    t₂－t₃ [!--empirenews.page--]

(d)    t₃－t₄

图3    各种模式下的等效电路拓扑

    在t₅时刻，S₁关断，缓冲电容C₁的存在，S₁实现零电压关断。t₅时刻之后，电路进入开关周期的下半周期，其工作模式同上。

2.3    电路特性讨论

    1）主电路中不需要任何电压/电流检测装置来实现开关管软开通。

    2）由于开关管实现软开关，所以逆变器的输出电压波形不会因为死区时间t_d的存在而发生畸变。

    3）不会因为同一桥臂的两个二极管的反向恢复电流而导致桥臂直通。

    4）控制电路采用单极倍频电压控制信号，主电路在一个周期中各个时间段过渡时，仅有一个开关管的状态发生改变，这就降低了在产生一定的脉波数时开关的动作次数，或者说用同样的开关频率可以把输出电压中脉波数提高一倍，这对减小开关损耗，提高逆变器的工作效率都是有好处的。

    5）在主电路的SPWM输出电压波形中，正向只有正电压脉冲，负向只有负电压脉冲，这对减小输出滤波参数，提高输出波形质量是有好处的。

    由于单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器的超前桥臂控制信号与滞后桥臂的控制信号相差180°，所以超前臂的开关动作与滞后臂相对独立。这为各桥臂上的驱动信号相差120°的，三相逆变器电感换流调频软开关技术的进一步研究，打下了较好的基础。

3    主要参数设计

3.1    电感L_r1(L_r2)的设计

    由2.3的分析知

    ≥t_d（4）

    将式（1）代入式（4）并整理有

    L_r2≤(1－α)(1＋α－4f_ct_d)（5）

3.2    电容C_r1(C_r2)的设计

    由2.2的工作过程分析可知，在缓冲电容C₃及C₄充放电时间很短的情况下，图1等效拓扑如图4所示。

图4    等效电路拓扑

    根据等效拓扑，有式（6）成立

    di₃/dt=（E_D－v_Cr2）/L_r2;dv_Cr2/dt=i_Lr2/C_r2(6)

    进一步得到i₃的最大值为

    i_3max=E_D/4f_cL_r2（1＋1/48f_c²L_r2C_r2）(7)

    由式(7)可知，为了尽可能最大限度向负载传输能量，集电极电流i₃应尽可能大，所以，C_r2越小越好。然而C_r2太小谐振阻抗太大，续流时间太长，将影响驱动信号，开关管的占空比将严重丢失，输出功率降低。为兼顾二者，在实际中一般取1/48f_c²L_r2C_r2≤0.1，所以

    C_r2≥5/24f_c²L_r2（8）

3.3    缓冲电容C₁(C₂，C₃，C₄)的设计

    当缓冲电容C₁太大时，充放电时间常数较长，若充放电时间大于死区时间t_d，将产生桥臂直通现象。为确保此现象不发生，所以缓冲电容取值不能太大。 [!--empirenews.page--]

    由式（2）有

    ≤t_d（9）

    当sinωt=1时i_L2最小，式（9）的左边最大，将式（1）代入（9）有

    C₁≤t_d（10）

4    实验波形及结语

    依据上述分析和参数设计，以图1为主电路进行了实验。具体线路参数为：开关频率f=12.5kHz，主功率管选用1MBH60D-100型号的IGBT，调制比α=0.8，缓冲电容C₁=C₂=C₃=C₄=18nF，C_r1=C_r2=16.7μF，L_r1=L_r2=80μH，L_f=1.0mH，C_f=18μF，R_L=10Ω。图5－图8为实验所得波形。

图5    S₁（S₂）的驱动波形和管压降波形

图6    S₃（S₄）的驱动波形和管压降波形

图7    单极倍频硬开关DC/AC逆变器的输出电压波形

图8    单极倍频软开关DC/AC逆变器的输出电压波形

    图5及图6给出了主电路中开关管的管压降和驱动信号的波形（图中：1—驱动信号波形，2—开关管管压降波形），图7给出了硬开关DC/AC变换器的输出电压波形，图8给出了软开关DC/AC变换器的输出电压波形。

    由图5及图6可知在开关管的驱动信号到来之前，开关管两端的压降已为零，开关管实现了零电压开通；驱动信号关断后，开关管两端的电压还维持于零,开关管实现了零电压关断。

    由图7及图8可知在未实现软开关时，主电路的输出电压波形质量较差，并且有较大的“毛刺”（开关管在进行开关动作时产生），这些“毛刺”的存在将对电路自身和周围其它电路和用电器产生严重的电磁干扰（EMI）；在加入软开关电路后，输出电压波形质量有了很大改善，并且无任何“毛刺”，较好地抑制了电磁干扰（EMI）。