基于MAX5941B的以太网供电系统DC/DC变换器设计

分析并设计了一种基于MAX5941B控制器的DC-DC转换器。该转换器采用电流峰值控制型反激式拓扑，用于以太网供电系统的受电设备中。

以太网供电PoE(Power over Ethernet)技术正日益受到人们的青睐，它可以消除各终端设备需安装许多AC 适配器和 AC 插座的要求。

一个完整的以太网供电系统包括供电设备(PSE)和受电设备(PD)两部分，两者基于IEEE802.3af标准建立起有关连接情况、设备类型、功耗级别等方面的信息联系。由于受电设备功率较低(≤12.95W)，所以不易实现高效率和高稳定性。本文分析并设计一种具有成本低、效率高(86%)、输出与输入电压隔离、动态响应好等特点的DC/DC变换器，着重对控制回路进行了详细的设计。该转换器可用于以太网供电系统的受电设备中，符合IEEE802.3af标准。

1 PD接口的实现

典型的PD需要一个符合IEEE802.3af的以太网供电接口和一个DC/DC转换器，其原理图如图1所示。接口电路包括分级电路、UVLO和电流限制电路等，如果采用分立器件构建，将会使变换器的实现变得复杂，且成本可能比集成化的接口控制器更高。MAX5941A/MAX5941B集成了PD接口控制器和适用于Flyback和Forward的PWM控制器，使设计变得高效、快捷。

当一个受电设备插入一个PoE系统时，会依次出现符合一定时序的三个阶段：检测、分类和供电接通。当PSE输出电压在2.7～10.1V之间时，PD提供符合802.3af标准的25.5kΩ的输入电阻和0.05μF～0.12μF(如0.1μF)的电容。成功检测之后，PSE将PD分级来决定消耗多少电量。0类(缺省的最大功率类)最大功率为12.95W，此时的检测电阻RCL=10kΩ。

供电接通电路在检测/分类阶段将PD与PSE隔离开，这是一种欠压锁闭机制。MAX5941B工作电压可达67V，带有缺省的UVLO功能(输入电压高于39V时启动，低于30V时关断)。通过调节外部分压电阻可以调整门限电压值。

2 DC-DC转换器的实现

(1)主电路设计

本设计中的受电设备基本规格为：输入电压为36~57V，输出电压为5V和最大输出电流为2.5A。选择适用于中小功率变换的Flyback拓扑，其电路具有简洁、成本低、输出与输入电压有电气隔离等优点。但是，反激式变换器也具有输出电压尖峰较大、需要大容量且能耐高纹波电流的输出滤波电容等缺点。因此，通常在反激变换器主储能电容后面加一小型LC滤波器，使电路在开关频率附近具有约-20dB/dec的衰减[2]。

主电路主要工作在连续电流模式(CCM)。与断续电流模式(DCM)相比，CCM模式的电流峰值和有效值较低，效率更高。但是，CCM模式的反激变换器控制至输出传递函数之间有一个右半平面的零点，当占空比开始变化时，输出将会先向相反的方向变化，易引起电路的振荡[3]，其动态特性没有DCM模式好。因此，这也是本设计的一个难点。

3 变压器设计

反激式变换器设计的最关键因素之一是变压器的设计。反激式电路的变压器并不是一个实际意义上的变压器，而是一个多线圈耦合电感，主要用于存储能量。在电流连续工作模式下，反激式变压器的直流分量相当大，交流分量较小，变压器设计主要受磁芯饱和而非磁芯损耗的限制。

在设计变压器之前，首先应确定电源参数，如：最大占空比(本设计选择Dmax=0.42)、开关频率(MAX5941B的fs≈275kHz)、输入电压范围、输出功率、变压器预计效率、磁芯的选择等。本设计预先选用目前广泛应用的EFD15/PC40磁芯，其扁平设计为减小电源体积提供了很大帮助。

其次，在开始设计CCM反激式变压器时，由于原边绕组的电感只影响开关电源的工作方式，没有把它看作是设计变压器的重要参数。但在考虑最大磁通密度、变压器损耗(磁芯损耗和铜损)后，在设计中应考虑此电感。在本设计中，取适当的副边纹波电流峰峰值，利用已选择好的磁芯，计算出绕组匝数Np=35,Ns=7及Nb=20，原边电感最大值Lp=158μH，此时计算出的电感最大值与变压器损耗最小值是一致的[4]。

为了减小变压器漏感和线圈之间的邻近效应，初级绕组采用两组并联，并与次级线圈、偏置绕组交错绕制。

4 控制回路的设计

MAX5941B为电流峰值型控制器。与电压型控制相比，电流型控制的优点：由于电感电流斜率由输入电压Vin和输出电压Vo共同决定，输入电压的变化使电感电流的波形迅速变化，从而提高了输出对输入变化的响应速度;从指令电流到输出电压的传递函数只有单极点，易于补偿;通过限制最大指令电流，可防止开关管由于过流而损坏。

为了防止开关开通时，由于变压器电容和输出整流管恢复电流而产生的前沿尖峰噪声，电流取样时可加入小电容—电阻进行滤波。

假定电感电流脉动很小，引入峰值控制信号

，则电流控制模式下，电流为CCM时控制至输出的传递函数为： [!--empirenews.page--]

通过以上分析可知，电路在补偿前的开环传递函数：Go(s)=GVC(s)KVDKFBKi，包含一个左半平面零点fz1≈26kHz，具有一个右半平面零点fz2≈33kHz，一个极点fp≈1.1kHz。

为了提高回路的低频增益，消除右半平面零点对电路产生的不稳定影响，图2所示的补偿网络中：R5与C1产生一个零点补偿fz1，R6与C2产生一个极点补偿fP，且该补偿网络有一个位于原点的极点。补偿后，电路在满载时的交越频率约为3kHz，约为右半平面零点的1/10，相位裕量约为90°。

5 实验结果

从满载至40%满载切换时，电路的动态特性Io与Vo的波形如图4所示。

从波形中可以看出，从满载至轻载切换时，恢复时间为100μs，瞬态过冲电压约为100mV;从轻载至满载切换时，恢复时间为 100μs，瞬态过冲电压约为80mV。由于交越频率约为3kHz，带宽较宽，所以响应速度较快。同时，开环低频增益大，闭环控制显著抑制负载扰动对输出电压的影响。

MAX5941B集成了PD接口控制器和PWM控制器，使接口控制电路易于实现。同时，通过合理的变压器和控制回路设计，可以为PoE受电设备构建一个成本低、体积小、效率高和稳定性好的DC/DC变换器。