新型直流电流源TPWM级联式多电平逆变器

引言

我曾发表过一篇“直流电源PWM级联与多电平逆变器的技术改革”的文章，这是针对电压型逆变器而写的。实际上，根据电压型与电流型逆变器的对偶性原理，这种改革的思想也同样可以应用到电源型逆变器。

所谓电流型TPWM（Trapezoida-PWM）逆变器的级联，就是把N个出电流为TPWM波形的相同三相逆变器进行并联叠加。当前常用的三相电流型TPWM逆变器的共同特点是，并联叠加与TPwM控制，都是在逆变器上进行的，这种级联方式存在着使用的器件较多、开关损耗较大、制造成本较高的缺点。如果把并联叠加与TPWM控制都移到直流电流源上进行，可以减少使用元器件的数量，特别是可以减少使用TPWM开关器件的数量，并使逆变开关自然地工作在ZCS状态。这样，不仅仅提高了逆变效率，同时也大大降低了逆变器的制造成本。

l 基本三相TPWM直流电流源逆变器的工作原理

基本三相TPWM直流电流源逆变器的原理电路如图1所示。这是一种新型三相TPWM直流电流源逆变器。它与一般的三相电流型TPWM逆变器有一个很大的差别，即输出电流的TPWM控制，不是在逆变开关上进行的，而是在直流电流源上进行的。即在直流电流源与各相输出2H桥逆变器2HA、2HB、2HC之间，分别串入了一只开关管VTA、VTB、VTC，用这三个开关管对直流电流源进行TPWM控制，使各相直流电流IdA、IdB、IdC。得到像单相全波整流器输出电压那样的TPWM直流电流源波形，而后将此波形再经过后面的GTO2HA、GTI2HB、GTO2Hc逆变桥的同步ZCS逆变，就可以变成为三相TPWM交流电流输出。

不过对于电流型逆变器直流电流源进行TPWM控制，不同于对电压型逆变器直流电源的SPWM控制，即它不能各相独立地对直流电流源进行TPWM控制，必须按照电流三相逆变器TPWM控制的特点，将三个相的直流电流源一起同时进行TPWM控制，使三相的直流电流源的输出电流IdA+IdB+IdC=Id，以保证在TPWM调制工作过程中，使直流电流源Id的输出电流稳定不变。

下面介绍三相基本TPWM直流电流源逆变器的工作原理。

图1所示的三相基本TPWM直流电流源逆变器，采用的是变载波三角波TPWM控制，其中梯形调制波的波形，和两组相位相差180 o的载波三角波的波形如图2所示，在TPWM控制过程中，两组载波三角波uc和uc'，必须以各相调制波uT的周期为间隔，交替地进行切换，并与各相梯形调制波uT进行比较，在梯形波大于三角波的部分产生正脉冲，小于部分产生零脉冲，用这样的TPWM控制法，对三相电流型逆变器的直流电流源分别在开关TVA、TVB、TVc上进行TPWM控制，就可以保证换流在相邻相之间自动准确地进行，并保证使直流电流源Id两端的输出电流Id=IdA+IdB+IdC稳定不变。

三相梯形调制波uTA、uTB uTC与两组载波三角波uC和uC'切换位置的对应关系如图3所示。各相均须按照梯形波的周期，交替地进行切换。

对于图l所示的三相基本TPWM直流电流源逆变器中的电流源Id，采用上述的TPWM控制得到的各相直流电电流IdA、IdB、IdC和Id的工作波形，如图4所示。由此工作波形图可以看出：逆变器的换流是在相邻相之间进行的。例如在图4中区间A的t1～t5期间，电流是在A、C相之间转换；在区间B的t6～t10。期间，电流是在B、C相之间转换；在区间C，电流是在A、B相之间转换；在区间D，电流又回到在A、C相之间转换……。

电流转移的方向如图4中的箭头所示。这样，三相的GT02H桥直流电流源的直流电流波形如图4中的IdA、IdB、Idc所示，都得到了TPWM调制。其中每一相的TPWM直流电流波形，就像是单相全波整流器输出电压的TPWM电流波形。此波形的基波过零点为零电位。因此经过其后面的GT02H桥的ZCS同步逆变，就可以得到三相基本TPWM直流电流源逆变器的三相交流电流iA、iB、iC的输出。由于GT02H桥逆变器是工作在ZCS状态，故可以选用廉价的低频开关器件如GTO或SCR等。

三相基本TPWM直流电流源逆变器的控制电路示意图如图5所示，图中核心部分有四个，即三相梯形波发生器、两组载波三角波发生器、两组载波三角波切换电路和梯形调制波与载波三角波进行比较产生驱动脉冲的比较器，其中两组载波三角波切换电路是电流型TPWM逆变器特有的。在图5中，由于调节逆变器输出电流是通过控制电流源的整流电压来实现的，故在图中没有画出。

这里应当指明的一点是，影响TPWM调制模式的参数有两个：一个是调制度M=UT／Uc，另一个是载波比F=ωC／ωT为3的倍数，一般令M=1，F≥9。F越大对输出电流波形的改善效果越好，但同时要求开关管的开关速度越来越快，成本也越来越高。

2 N个三相基本TPWM直流电流源逆变器的并联叠加

三相基本TPWM直流电流源逆变器的并联叠加，是把N个如图1所示的三相基本TPWM直流电流源逆变器中各相TPWM直流电流源，按照A、B、C三相分别直接并联叠加，而后再通过各相的GT02H桥进行同步逆变而得到三相交流电流输出的一种三相TPWM直流电流源级联式多电平逆变器。A相N个TPWM直流电流源直接并联叠加的电路，如图6所示。这种逆变器的特点是把级联叠加和TPWM控制，从逆变器的开关移到了直流电流源TPWM控制开关VTAl、VTA2……VTAN上进行。这种改革给级联式多电平逆变器带来了很多优点：减少了开关管的数量；减少了TPWM等效总开关次数；使逆变开关工作在zCS状态；利用廉价的低速开关器件如GTO或scR等；提高了逆变效率；降低了制造成本；非常适合于7～l 5电平大功率电流型逆变器使用。这是我们近期新开发的一种新型电流型多电平逆变器。这种多电平逆变器输出电流的m=2N+l，要得到这样的交流电流波形输出，图6中各个直流电流源控制开关VTA1、VTA2、VTAN的TPWM控制，必须采用同一个A相梯形波μTA作为调制波，两组载波三角波μc1～μcN；μcl’—μcN必须依次滞后2丌／N相位角，以使IdA1、IdA2……IdAN具有相同的基波电流，便于级联叠加。

用N=4个三相基本TPWM直流电流源逆变器并联级联叠加的三相9电平逆变器的原理电路，如图7所示。四个直流电流源的电流Id1=Id2=Id3=Id4，通过各自的TPWM控制开关VTAl、VTA2、VTA3、VTA4对电流进行TPWM控制，它们的载波三角波uC1、uc2、uc3、uc4和ucl’、uc2’、uc3’、uc4’依次滞后2丌／4相位角，并共同采用同一个A相梯形波uTA作为调制波进行调制，得到各电流源的TPWM输出电流IdA1、IdA2、IdA3、IdA4。IdA=IdA1+IdA2+IdA3+IdA4就是A相输出到GT02HA逆变器上的直流输入电流源电流，此电流是一个类似于单相全波整流电压波形的直流TPWM波形如图7中的波形所示。然后对这种直流电流源电流通过后面的GT02HA桥进行同步逆变后，就可以得到9电平TPWM A相交流电流iA输出。三相交流输出电流中的B相和C相的工作原理和输出电流波形，与A相相同。

该多电平逆变器的控制电路如图8所示。这是一种原理示意图，它主要由图5所示的4个控制电路组合而成的，其中最重要的是两组载波三角波uC和uC’的切换电路，它是保证实现相间TPWM控制准确换流的关键。

3 N个三相基本TPWM直流电流源逆变器并联叠加的特点与开发前景

原始的120。方波电流型逆变器，存在着输出电流波形差，波形中含有较多奇次谐波，这对电动机会产生很不利的影响，而采用N个三相基本TPWM直流电流源逆变器并联叠加，可以极大限度地改善输出电流的波形，使谐波含量大大减少。

N个三相基本TPWM直流电流源逆变器并联叠加，是根据文献介绍的直流电源PWM级联式多电平逆变器，通过电压型一电流型逆变器的对偶性开发出来的，因此两者具有相同的电路结构型式，输出电流(压)都比较接近于正弦，都可以不用输出交流滤波器，都具有较快的动态反应速度，都是使用元器件数量最少，开关损耗最少，逆变效率最高，造价最低的一种多电平逆变器。只不过一个是电压型多电平逆变器，另一个是电流型多电平逆变器而已。也正是由于这个差异，就使两者之间出现了如下的不同特点：电压型多电平逆变器要用叠加二极管和反馈二极管，采用的是SPWM控制；而电流型多电平逆变器不用叠加二极管和反馈二极管，使电路更为简化，但必须采用TPWM控制，而不能采用SPWM控制，以保证相间准确换流，和电流源输出电流的稳定不变。

三相基本TPWM直流电流源并联叠加多电平逆变器，是经过我们长时间的研究最新开发出来的一种新型电流型多电平逆变器，其特点是托级联叠加和TPWM控制从逆变器中分离出来，移到直流电流源TPWM控制开关上实现，以达到减少开关器件数量、减少开关损耗的目的。这种研发的指导思想，实际是对多电平逆变器进行电路简化的一种技术改革，由于这种改革，也使电流型多电平逆变器的性能有了明显的提高，是当前多电平逆变器研究的一个新的重要的发展方向。

4 结束语

通过本文的介绍，新型直流电流源TPWM级联式多电平逆变器，是一种最新研发出来的性能优越的多电平逆变器。与当前钳位式或级联式电压型多电平逆变器、典型电流型TPWM叠加式多电平逆变器相比，具有如下优点：

①所用器件最少，成本最低；

②等效总开关次数最少，逆变效率最高；

③逆变开关工作在ZCS状态，可以用GTO或SCR作开关；

④TPWM控制方法简单，动态响应块；

⑤输出电流接近于正弦，可以不用交流滤波器；

⑥最适合于电平数m=7～15的大、中功率逆变器；

⑦体积小、重量轻；

发布者：小宇