多路精密稳压电源的研究

摘要：在传统多路输出开关电源中，存在输出电压交叉调整率低和辅助回路稳压精度差的难题。针对此问题，详细分析了磁放大器稳压原理和基于磁放大技术的有源箝位正激变换器工作特性，提出了一种基于固定占空比、峰值控制模式、磁放大器调节的多路输出有源箝位软开关正激变换器。该拓扑电路具有成本低、结构简单、效率高、输出电压交叉调整率高的优点。研制了一台基于该技术的样机，开关频率为45 kH,额定输入直流电压220 V,输出5 V/10 A和24 V/2 A的开关电源。该样机满载效率为88.9%,全负载范围内交叉调整率为0.5%,验证了该方案的合理性。

关键词：电源；有源箝位；磁放大器；交叉调整率

1 引言

随着电子器件技术的快速发展和电路规模的不断增大，对多路隔离输出开关电源的需求越来越多。常规的多路输出开关电源大都采用反激或正激的拓扑电路，通过简单增加变压器的次级绕组路数以实现多路输出。由于变压器漏感、绕组电阻以及次级功率元器件参数的一致性偏差等因素的影响，造成辅助回路输出电压的稳压精度较差。尤其是对于正激变换器，当输出电感电流不连续时，辅助绕组的稳压精度更差。

针对正激变换器，通常采用耦合电感的方式来提高辅助回路的输出稳压精度。该方法仅在一定程度上提高了辅助绕组的稳压精度，但仍无法实现精确稳压；另外，当耦合电感的匝比不能与变压器次级绕组匝比完全相同时，会在耦合电感中引起不同的互感电势，在两路输出之间引起环流，导致输出纹波加大。

目前实现多路稳压的方式主要有4大类：辅助绕组采用线性稳压方式、采用开关电源二次稳压方式、采用同步开关或磁放大器的后置调节方式、通过正激变换器输出滤波电感的耦合绕组达到多路输出的目的。其中，线性稳压方式是最简单的一种，但效率很低。采用开关电源二次稳压的方式效率高，但成本也较高，同时二次稳压电路还会在一定程度上影响主电路的工作。采用磁放大器和采用同步开关的后置调节方式在稳压原理上属于同一种类型，效率较高。通过输出滤波电感耦合绕组实现多路输出的方式有很大的局限性，耦合绕组的输出功率很小，可采用磁放大的“时间分配”后级调整控制方式提高稳压精度，但增加了变换器的复杂程度。

这几种稳压方式都是在次级辅助绕组上进行研究，无法解决主反馈输出回路和辅助输出回路间的交叉调整率问题。在主输出绕组空载，辅助绕组输出满载的情况下，都无法实现辅助绕组的精密稳压。这里在分析磁放大稳压技术的基础上，提出了一种能够实现多路独立调节以达到精密稳压的有源箝位正激变换电路。采用无死区栅极电荷维持法的同步整流电路，可进一步提高变换效率。采用固定伏秒值的控制方式代替固定占空比的模式可进一步优化磁放大器的工作状态。

2 工作原理

2.1 磁放大器工作原理

磁放大器的核心是一个由软磁合金制成带有矩形磁滞回线的环形磁芯。多数情况下，只有一组线圈用来工作及控制去磁电流。磁放大器对于磁芯材料要求非常高，不仅要求低磁性反转损耗，同时还要有矩形磁滞回线及容易饱和的特性。

图1为磁放大器的磁滞回线特性曲线。磁放大器的功能可描述成类似于开关晶体管的高速磁开关。矩形磁滞回线有两种工作状态：只要磁芯去磁，开关就断开，电流不能输出；一旦磁芯材料达到饱和，开关就接通，电流开始输出。这是因为该磁芯在进入饱和时，其磁导率要经过3~4数量级的急剧变化。

磁放大器稳压技术是通过控制变压器次级线圈电压脉冲的脉宽来实现的。其原理如下：首先可以将磁放大器理解为一个PWM“磁开关”,在磁放大器饱和后，相当于“磁开关”ON,变压器次级方波脉冲通过，其幅值乘以占空比等于输出电压。若输出电压升高，控制电路使磁放大器复位，退出饱和区，此时磁放大器相当于一个很大的电感，阻止变压器次级方波脉冲通过，即PWM“磁开关”OFF,这样方波脉冲便会被“斩波”一部分，于是输出电压自然会下降，从而达到稳压的目的。

图2为磁放大器前后电压波形图。t01~t04为一个完整的开关周期，磁放大器的控制就是通过电压闭环，在t03~t04时间段调节磁放大器的反向复位电流来实现的。

S1为复位区，S2为延迟区，S1的面积与S2的面积相等，控制电路通过控制S1的大小来调节S2的大小。当输出电压低于设定值时，电压闭环减小磁放大器复位电流ires,S1的面积减小，相应的下一个周期的S2的面积也减小，通过磁放大器脉冲的占空比增大，输出电压升高，达到稳压目的。

2.2 主拓扑电路工作原理

图3为多路输出变换器原理图。该变换器采用改进的有源箝位正激拓扑结构，主回路采用固定占空比、峰值电流模式的控制方式；次级采用磁放大稳压技术，通过对变压器次级线圈电压脉冲的脉宽进行控制实现精密稳压。其中箝位开关VS2和主功率开关VS1的驱动信号互补。

箝位电容C1上的电压uC1=DUin/（1-D），VS1上的箝位电压Udc=Uin/（1-D），D为占空比。为简化分析，假设输出滤波电感足够大，该变换器处于连续工作状态。变压器是等效励磁电感为Lm、次级漏感为Lr的理想变压器，VD1和VD2分别为VS1和VS2的体二极管。

传统有源箝位正激变换器很难实现VS1的ZVS.图3中在传统电路的次级整流二极管上串联了磁饱和电感，延缓了整流二极管的开通时间。在VS2关断后，磁化电流im将全部用于对Cs的放电，实现了VS1的ZVS.图4为改进后变换器的主要电量波形，其中由于磁放大器在t0~t1区间阻止了整流二极管导通，不仅实现了VS1的ZVS,而且达到了调节输出电压的目的。

11个区间电路变化过程如下：

t0~t1阶段 t0时刻，VS1为ZVS.由于磁放大器作用，输出整流二极管截止，续流二极管继续导通。

t1~t3阶段 磁放大器饱和，进入“磁开关”ON状态。整流和续流二极管同时导通，相当于变压器短路。t2时刻，续流二极管和整流二极管换流结束；

t3~t5阶段 t3时刻，VS1关断；t4时刻，VS1上电压uds上升到Uin;t5时刻，uds上升到Uin+uC1;

t5~t6阶段 VD2导通。im开始线性减小，变压器进入磁复位过程；

t6~t7阶段 t6时刻，VS2实现ZVS;

t7~t8阶段 t7时刻，im下降到零，然后反向增大。次级整流二极管截止，续流二极管导通，磁放大器反向复位；

t8~t9 t8时刻，VS2关断，uds开始减小；

t9~t10 t9时刻，uds下降到Uin,im开始减小。在t10时刻，uds下降到零；

t10~t11 VD1导通。在t11时刻，VS1实现ZVS,开始下一个开关周期。

其中t0~t1对应图2中S2,在t8~t11区间，磁放大器始终处于“磁开关”OFF状态。由于该电路工作在固定占空比的模式下，每路输出都通过磁放大技术进行独立调节，因此完全解决了以往多路输出变换技术存在的交叉调整率的难题。

3 实验

为验证上述分析，设计一款输出约为100 W的开关电源，主要参数：输入直流电压180~270 V,输出5 V/10 A和24 V/2 A,开关频率为45 kHz,变压器初级励磁电感为0.8 mH,漏感为0.016 mH,固定占空比为0.6,VS1,VS2选用IRF740,磁放大器采用超微晶磁环W760.图5为额定输入直流电压220 V,满载输出时，VS1,VS2的漏源极电压和驱动电压波形。可见，VS1,VS2均实现软开关。图6为24 V输出回路在满载和空载时磁饱和电感两端电压u1和u2的波形。图中波形验证了磁放大器稳压的工作原理。

实验样机在额定输入电压、满载输出时的效率达到88.9%.在整个输入电压和负载范围内，两路输出的稳压精度和交叉调整率小于0.5%,验证了系统的正确性。通过增加次级电路的组数，就可以很容易获得更多路高精度的输出电压。

4 结论

低压大电流多路输出是开关电源应用的发展趋势之一，磁放大器以其简单、可靠、高效等特点得到了广泛应用。在此结合磁放大器的稳压原理和有源筘位正激变换器实现软开关的条件，提出了一种固定占空比、峰值电流控制模式、各路输出电压独立调节的拓扑电路。实验结果表明，该电路在全负载范围内均实现了软开关变换，同时稳压精度和交叉调整率小于0.5%.实验表明该电路是一种较为理想的多路输出开关电源的解决方案。