高效、低纹波DCS-Control，实现无缝PWM/节能转换

作者：Chris Glaser，德州仪器 (TI) 应用工程师

TI 推出了采用DCS-Control™技术的同步降压转换器，它是一款可无缝转换至节能模式的直接控制调节拓扑。这种拓扑融合了电压模式、电流模式以及迟滞控制拓扑的众多优点，并同时实现顺滑转入节能模式。本文为您介绍DCS-Control拓扑的工作原理，展示其在节能模式下的低输出电压纹波、优异的瞬态响应以及无缝模式转换性能。

基本工作原理
DC-Control拓扑基本上是一种迟滞拓扑。但是，它整合了几种电路，同时拥有电压模式和电流模式拓扑的优点。图1显示了DC-Control拓扑的基本结构图（取自TI的TPS62130降压转换器产品说明书）。1

图1 DCS-ControlTM拓扑结构图

DC-Control拓扑的输入共有两个：反馈（FB）引脚和输出电压检测（VOS）引脚。大多数DC/DC转换器的FB引脚输入表现均相同。它是误差放大器或者运算放大器的高阻抗输入，其目的是把FB引脚的误差信号输出至某个内部基准电压VREF。与其它DC/DC转换器中一样，误差放大器提供精确的输出电压调节。在输出电压（FB引脚）和接地之间的分压器，设置输出电压的设定点。就一些器件而言，例如：TI的TPS62131等，通过一个VOS引脚分压器内部连接FB引脚。这样便可设置输出电压，减少2个外部组件，并同时降低FB引脚的敏感度。在误差放大器周围包含相应的补偿，以确保其稳定性。

在输出电容，VOS引脚直接连接至转换器的输出电压。与FB引脚一样，它是控制环路的高阻抗输入。与FB引脚不同的是，VOS引脚进入某个专有电路，形成电压斜升。之后，把该电压斜升与误差放大器的误差信号比较，其同电压模式和电流模式控制的做法一样。VOS引脚到比较器的通路，让DCS-Control拓扑拥有快速的迟滞响应。VOS的输出电压变化直接馈给比较器，并立即对器件的运行产生影响。正因如此，VOS引脚对噪声敏感；因此，输出电压从输出电容器返回至器件VOS引脚的路线应尽可能地短和直。VOS引脚电路周围的相应补偿，目的是确保稳定性。

之后，比较器向控制电路输出一个信号，告诉它是否向栅极驱动器输出一个开关脉冲，以控制高侧MOSFET。比较器与计时器电路协同工作，同时提供最迅速的负载瞬态响应和经过调节的开关频率。

根据VOUT与VIN的比率，计时器设置一个能够扩展比较器“导通”时间控制的最小“导通”时间。器件产品说明书通常会使用一个方程式说明计时器设置的最小“导通”时间，例如：

在这个基于TPS62130的举例中，目标开关时间为400ns；因此，开关频率为其倒数，即2.5MHz。由于VOUT/VIN因素，调节后开关频率维持在输入和输出电压范围，其根据某个降压转换器的理想占空比调节最小“导通”时间。因此，“导通”时间方程式还可写为 ，其准确定义了所有降压转换器的“导通”时间。

低侧MOSFET控制较为简单。在高侧MOSFET关闭以后，低侧MOSFET开启，并有效地使电感电流斜降。当电感电流衰减至零，或者比较器让高侧MOSFET再次开启时，低侧MOSFET关闭。施加相应的死时间，以避免MOSFET出现击穿电流。

节能模式
DCS-Control拓扑的一个关键组成部分是其节能模式。一般而言，大多数节能模式均在低负载电流时启用，其通过跳过开关脉冲和降低器件的电流消耗（静态电流）来提高转换效率。跳过开关脉冲让器件工作在非连续导电模式（DCM）下，消除负电感电流（从输出端流向输入端），如若不然，它会出现在轻负载条件下。这类电流只会破坏前面开关周期的工作，并带来更多的损耗，从而降低效率。降低静态电流可以提高超轻负载下的效率，《参考文献2》中对此有详细的说明。

DCS-Control拓扑的节能模式非常简单。它的实现电路与前面所述一样：从节能模式转换至PWM模式期间，在两个不同控制模式之间没有开关操作。其它一些控制拓扑会在一种节能模式控制方法和另一种PWM模式方法之间进行开关切换。这样做，在转换期间可能会出现电子脉冲干扰和随机噪声。本文后面的“无缝转换”将详细说明这种现象。
DCS-Control拓扑使用一种简单的方法实现其节能模式：如果比较器不需要开关脉冲，则不产生脉冲。因此，如果电感电流衰减至零时输出电压高出其设置点（由误差放大器测得），则器件不输出一个新的开关脉冲；反之，降低其静态电流并进入节能模式。除非误差放大器告诉比较器，输出电压已降至其设置点，现在应该升压，否则它将一直等待。之后，器件输出一个持续最小“导通”时间的开关脉冲，把输出电压升高至足以保持在调节范围内的程度。节能模式下，这些电路的最小传播延迟带来高效率和良好调节的输出电压。

持续最小“导通”时间的单个开关脉冲，把最小能量传输至输出端，从而实现最小输出电压纹波。随着轻负载电流增加，单次脉冲更加靠近，并增加开关频率至音频带之上，其速率高于其它节能拓扑。其它拓扑在节能模式下使用数组或者连续脉冲，导致脉冲期间输出端的能量更大。由于输出电压降回其设置点需要花费更长的时间，因此脉冲的间隔更大，从而使有效频率在音频范围内的时间更长。DCS-Control的单脉冲构架，让其可以工作在音频带以上，并且负载电流小于其它拓扑。《参考文献3》介绍了一个节能模式噪声性能的案例研究。

当负载增长到一定程度、单次脉冲之间没有时间间隔时，在比较器告诉高侧MOSFET再次开启以前电感电流不会返回零。DCM边界处出现这种负载状态，届时，转换器退出节能模式，进入PWM模式。

节能模式的输出电压纹波
组合使用节能模式（最小“导通”时间的单次脉冲）和达到零电感电流时进入PWM模式，让DCS-Control拓扑比其它拓扑更加灵活，从而实现更加简单的配置，最终满足系统要求。例如，思考一个12V输入和3.3V输出的系统在节能模式下的输出电压纹波情况。TI的TPS62130评估模块（EVM）工作在2.5MHz设置下，用于图2来演示如何通过增加外部电感和输出电容减少这种纹波。无负载状态用于显示节能模式下的极端输出电压纹波。

图2 TPS62130的输出电压纹波


图2a显示了已经很低的26mV峰值到峰值输出电压纹波，即3.3V输出电压的0.8%，其使用默认电路得到。由于在每个开关脉冲期间传输的能量相同，因此增加输出电容可以减少输出电压纹波。输出电容更高，固定能量带来的电压纹波也就越少（图2b）。由于“导通”时间不变，因此增加电感可以降低开关脉冲内达到的峰值电流。低峰值电流存储的能量也更少（E= ½ × L × I2），因此传输至输出的能量也更少，从而再一次降低了电压纹波（图2c）。注意，每个电路的“导通”时间相同，因为其为器件的内部固定值，无法通过外部组件改变。

工程师还可以设置通过调节电感进入节能模式的负载电流，其把边界更改为DCM。更大的电感带来更小的电感电流纹波，其意味着，电感电流保持在零以上，导致更低的输出电流电平。它可以让节能模式的进入点和输出电压纹波满足各种特殊需求，从而让这种拓扑可以用于各种应用中，包括那些对噪声高度敏感的应用，例如：医疗或者工业应用中的低功耗无线发射器和接收器（参见《参考文献5》）、消费类设备的便携式电源以及固态硬盘电源。

瞬态响应
由于DCS-Control拓扑通过VOS引脚检测实际输出电压，因此其非常适合于对负载瞬态做出响应。该信号直接馈给比较器，并不通过带宽限制误差放大器传输，不影响“导通”时间。因其迟滞特性，DCS-Control拓扑的负载瞬态响应更迅速，而器件100%占空比又进一步增强了它的这种能力。

在这种模式下，只要输出电压恢复需要，器件便可以让高侧MOSFET保持开启。换句话说，比较器的“导通”时间要求得到完全满足。图3显示了TPS62130 EVM通过其100%占空比对无负载到1A负载瞬态做出响应的情况。在瞬态开始和高侧MOSFET开启时之间的300ns时间延迟意味着，瞬态响应几乎完全受大信号问题（电感）的限制，而非小信号问题（控制拓扑）。因此，DCS-Control拓扑并非是器件瞬态响应能力局限的主要方面；在使用特定输出滤波器组件时，它实现了优异的瞬态响应。

图3 瞬态响应期间TPS62130 EVM的100%占空比模式


无缝转换
在前面，我们注意到，在DCS-Control拓扑中，仅一个电路控制PWM和节能模式。它实现了两种控制模式之间的迅速且无缝的转换。另外，当电路的工作状态接近两种模式之间的边界时，它仍然拥有更高的性能。由于不存在模式开关，因此便没有输出脉冲干扰。

图4把TPS62130的模式转换性能同使用另一种控制拓扑的器件进行了比较。在类三角模式下，负载电流（绿色表示的底部线条）范围为10mA到1A。我们同时观察到了扰动或者干扰电感电流和输出电压纹波。

图4 PWM模式到节能模式转换


对于使用DCS-Control拓扑的TPS62130来说，图4表明，相比使用另一种控制拓扑的器件，它的输出电压和电感电流波形都更加平滑。在所有负载电流下，TPS62130输出的电压纹波都更小。更负载时纹波稍有增加；但是，由于器件进入节能模式，这种纹波增加远低于使用另一种拓扑的器件。最后也是最重要的一点是，随着负载增加输出电压下降较明显（在一些有限工作条件下，例如：负载斜升），而使用另一种拓扑的器件则退出节能模式，进入PWM模式。很明显，这是负载或者系统不希望出现的情况，而DCS-Control拓扑可以避免这种情况的出现。

结论
DCS-Control拓扑相比其它控制拓扑有了巨大的改进，它拥有优异的瞬态响应，并可无缝地转换至节能模式。它的单脉冲节能模式具有较低的输出电压纹波，并提高了各种终端设备和系统的性能，包括噪声敏感型应用。